D类音频功率放大器设计

滤波拓扑概况 用于D类功率放大器的滤波器拓扑共有三种：(1) FB-C，铁氧体磁珠和电容；(2) LC，电感和电容；以及(3) “无滤波器”。某个特定设计应该选择哪种滤波技术，取决于应用的扬声器电缆长度和PCB布局。下面是这三种滤波器拓扑的优缺点： FB-C滤波如果扬声器电缆长度适中，FB-C滤波足以满足EMI限制。与LC滤波相比，FB-C滤波方案更为精简，成本效益更高。但是，由于只能在频率大于10MHz的情况下生效，FB-C滤波的应用范围受到很大的限制。而且，在频率低于10MHz的情况下，如果扬声器电缆走线不合理，也会导致传导辐射超标。 LC滤波相比之下，LC滤波可以在频率大约为30kHz的情况下即开始起到抑制作用。当某设计中所用的电缆线较长，而PCB布局又不是很好时，LC滤波无疑是一个“保险的”选择。但是，LC滤波需要昂贵而庞大的外部元件，这显然不适合便携式设备。而且，当频率大于30MHz，主电感会自谐振，还会需要额外的元件来抑制电磁干扰。 “无滤波器”滤波“无滤波器”放大器拓扑是最具成本效益的方案，因为它省去了额外的滤波元件。采用较短的双绞线扬声器电缆时，D类放大器完全可以满足电磁兼容性标准。但是，和FB-C滤波一样，如果扬声器电缆走线不合理，可能出现传导辐射超标。还需注意，Maxim的D类放大器也可以实现“无滤波”工作，只要在放大器的开关频率下扬声器是感性负载。在输出电压进行转换时，转换频率下的大电感值可使过载电流保持相对恒定。 D类提高音频放大器的效率德州仪器公司 Mike Score引言 尽管D 类放大器推出已经有一段时间了，但许多人仍不理解D 类放大器工作的基本原理，也不明白其为什么会提供更高效率。本文将解释脉宽调制 (PWM) 信号是如何创建的，以及说明您听到的是音频频率而非PWM波形的开关频率。本文将详细说明输出PWM波形为什么比输出线性波形效率高很多，还将说明为什么某些D类放大器要求LC过滤器，而某些则不需要。 D 类输出信号 (PWM) 如何包含音频信号？ TPA3001D1结构图（见图1）有助于解释PWM信号是如何形成的。首先，模拟输入D 类采用前置放大器获得输入音频信号，并确保差动信号。随后，积分器级 (integrator stage) 可低通过滤音频信号以实现抗失真与稳定性。音频信号而后与三角波相比较，以创建脉宽调制 (PWM)信号。门驱动电路系统采用 PWM 驱动输出FET，其将在输出端创建高电流PWM信号。 图1：TPA3001D1结构图图2显示了典型的PWM信号是如何从图1中的比较器功能块形成的。可将音频输入与250-kHz的三角波相比较。当音频输入电压大于250-kHz三角波电压时，非反相比较器输出状态为高，而当250-kHz三角波大于音频信号时，非反相比较器输出状态为低。非反相比较器输出为高时，反相比较器输出为低；而当非反相比较器输出为低时，反相比较器输出为高。平均 PWM非反相输出电压VOUT+(avg) 为忙闲度乘以电源电压，此外D表示忙闲度，或开启时间t(on) 除以总周期 T。 VOUT+(avg) = D * Vcc (1) D = t(on) / T (2) 反相输出的忙闲度VOUT- 与VOUT+为1。如输入只有一半，则VOUT- 与VOUT+1的忙闲度为0.5。 VOUT-(avg) = (1-D) * Vcc (3) 图2：比较器的输入与典型D 类放大器的PWM输出TPA3001D1与TPA3002D2均采用 TPA2005D1中无过滤器的调制方案。利用这种调制方案，正输出VOUT+ 与典型D 类PWM 相同，但负输出VOUT- 并不完全与 VOUT+ 相反。在这种情况下，就有两个比较器，并且正积分器输出与三角波相比较可创建 VOUT+ 的 PWM，而积分器的负输出则与三角波相比较则可创建VOUT- 的 PWM。图3显示了用于无过滤器调制方案的比较器输入与PWM输出，这里我们假定音频信号为dc电压，因为音频信号的频率比250 kHz的三角波低很多。图3还显示了差动输出电压。 图3：TPA3001D1 与 TPA3002D2 输入输出与PWM图4显示了带有20 kHz 音频输入信号的TPA3001D1 PWM输出。请注意忙闲度是怎样随输入电压增加而增加的。 图4：显示输入信号、输出前过滤器以及输出后过滤器的（正弦波与PWM）作用域图示PWM波形中的音频信号在频域中要容易发现得多。PWM信号由输入频率、开关频率以及开关频率加边频带的谐波构成。图5显示了振幅对输入的频率、PWM输出以及经过滤的输出。图5还显示了音频信号如何从PWM中通过低通过滤提取出来。已过滤的输出具备1 kHz正弦波频率组件，任何作为失真出现于音频带中的1 kHz谐波，以及任何从开关频率中遗留的纹波电压。扬声器不能复制开关频率及其谐波，即便扬声器可以复制，耳朵也听不到。如果将经过滤与未过滤的PWM信号都直接发送给扬声器的话，听者不会发现图5中二者间的差别。 图5：显示输入信号、输出前过滤器以及输出后过滤器的幅度与频率相位D 类放大器的效率如何？如何计算效率？ 线性放大器可为所需的输出电压提供定量的电流。在桥接式负载 (BTL) AB 类放大器中，电源电流与输出电流相等。D类放大器是一套采样系统，可在给定周期向负载提供定量功率。D 类放大器输出脉宽调制 (PWM) 信号，并使用去藕电容器与输出过滤电感器 (filter inductor) 或扬声器电感（对于无过滤器调制而言）作为能量存储元素，从而能从电源向负载提供定量的功率。PWM信号在电源轨之间进行输出电压切换，从而在输出晶体管上实现极低的压降。与此相对，AB 类输出 FET 将大多数时间花在电源轨的活动区域，从而导致大量的功耗并进而使效率低下。 理想的D 类放大器效率为100%，因为其目的是从电源向负载提供相同量的功率。D 类放大器理想的MOSFET应为，在开启rDS(on) 状态的漏极到源极电阻应为零，在关闭-rDS(off)状态的漏极到源极电阻应为无限大。不幸的是，所有的MOSFET其rDS(on) 状态下都不为零，而rDS(off) 状态下电阻都是有限的。rDS(on) 与 rDS(off) 产生的功率损耗称作传导损耗。由rDS(on)、rDS(off) 与输出负载或扬声器 RL形成分压器。rDS(off) 的值足够大，因此在计算效率时可忽略。 方程式5给出了计算效率的方程式，即输出功率与供应功率之比。过滤电感器或扬声器电感（对于无过滤器调制而言）能保持高频率切换电流较低，这样此处获得的电流就是音频带中的电流。在下面部分讨论静电损耗时，我们将考虑到切换电流损耗。通过rDS(on) 的电流等于通过负载的电流，这导致输出功率与方程式5不相符，也就使传导损耗影响的效率与输出功率无关。方程式7显示了传导损耗影响的效率。 Efficiency = POUT / PSUP (5) Efficiency (CONDUCTION) = iL2 * RL / iL2 * (2rDS(on) + RL) (6) Efficiency (CONDUCTION) = RL / (2rDS(on) + RL) (7) 方程式7可用作计算rDS(on) 对效率影响的第一位近似值。对rDS(on) 为0.1 ohm而负载电阻RL为4 ohm而言，效率为95%。如果rDS(on)上升为0.3 ohm，则效率降至87%。 放大器的偏置电流、闸电荷 (gate charge) 以及切换电流都会消耗功率。为了计算两种或更多损耗影响下的效率，方程式5中的PSUP应就输出功率与消耗功率进行分解。 Efficiency = POUT / PSUP = POUT / (POUT + PD1 + PD2 + PD3 .) (9) 放大器的偏流、闸电荷以及切换电流损耗可视作独立于输出功率，因为传导损耗在输出功率最大时占主导地位，可算入静电损耗 PQ。静电损耗计算方法如下：器件工作状态下无输入信号时（带有生产中将使用的过滤器与负载）的电源电流乘以电源电压。 PQ = IDD(q) * VCC (10) 为了使用效率方程式 (9)，传导损耗中的功耗必须从方程式7中得出。解方程式7与9得出传导损耗中消耗的功率 PD(CONDUCTION)。方程式12显示了结果。 Efficiency (CONDUCTION) = RL / (2rDS(on) + RL) = POUT / (POUT + PD(CONDUCTION) (11) PD (CONDUCTION) = POUT * 2rDS(on) / RL (12) 将方程式10与12中的消耗损耗插入方程式9，计算D 类效率如下： Efficiency = POUT / POUT + (POUT * 2rDS(on) / RL) + PQ (13) 静电损耗在低输出功率电平上占主导地位，而传导损耗在高功率电平上占主导地位。 D 类放大器比AB 类放大器的效率高得多。更高功率意味着消耗的功率更低，这使我们采用12V的D 类放大器时不必使用散热片，而与之相当的AB 类放大器则离不开散热片。在输出功率为10W的情况下，TPA3002D2为4 ohm时消耗功率仅为3.7 W，而与其相当的AB 类放大器的功耗则高达14 W！ 为什么某些D 类放大器要求过滤器，而其它的则不然？ 无过滤器调制方案的开发大大减少乃至去除了输出过滤器的需求。无过滤器调制方案可最小化开关电流，这使我们可采用损耗很大的电感器甚至扬声器来代替LC过滤器作为存储元素，并仍然可确保放大器的高效率。 传统的D 类调制方案就其差动输出而言，每个输出都有180度的相位差，并从接地到电源电压VCC发生改变。因此，差动预过滤 (pre-filtered) 输出在正负VCC之间变化，而已过滤的50% 忙闲度在负载中电压为零。请注意，尽管整个负载平均电压为零（50% 的忙闲度），输出电流峰值仍很高，这会导致过滤器损耗，并增加了电源电流。传统的调制方案需要LC过滤器，这样较高的切换电流可在LC过滤器中再循环，而不会被扬声器消耗掉。 在无过滤器调制方案中，各输出均从接地转换至电源电压。但是，VOUT+ 与VOUT- 现在是彼此同相的，没有输入。正电压情况下，VOUT+ 的忙闲度大于50%，而VOUT-的则小于50%。负电压情况下，VOUT+ 的忙闲度小于50%，而VOUT- 的大于50%。整个负载的电压在大多数切换周期中为零，从而大大减小了过滤器和/或扬声器中的I2R损耗。较低的切换损耗使扬声器可作为存储元件，同时仍能保证放大器的高效性。 尽管开关频率组件没有过滤出，但扬声器在开关频率上具备高阻抗，因此扬声器损耗的功率极小。扬声器还不能复制开关频率，即便扬声器可以，人耳也听不到高于约20 kHz的频率。 如果从放大器到扬声器的线迹较短，类似TPA2005D1的5V无过滤器D 类音频放大器在无输出过滤器时也能使用。TPA2005D1在扬声器线长为10厘米或更短无屏蔽时即通过了FCC与CE辐射测试。无线手持终端与PDA对于无过滤器的D 类而言均是极好的应用。类似TPA3001D1和TPA3002D2的更高电压无过滤器D 类放大器要求在所有应用中均采用铁氧体磁珠过滤器 (ferrite bead filter)。 如果设计不采用LC过滤器应不能通过幅射标准且频率敏感电路大于1 MHz的话，那么常可采用铁氧体磁珠过滤器。对必须通过FCC和CE标准的电路而言，这是一个很好的选择，因为上述两项标准仅测试大于30 MHz 的幅射，而铁氧体磁珠过滤器在削弱大于30MHz 的频率方面比LC过滤器的表现要好。如果选择铁氧体磁珠过滤器，那么应选择高频率下阻抗高的、且低频率下阻抗低的。 如果存在低频率 ( 1 MHz)EMI 敏感电路和/或从放大器至扬声器的引线较长，则须采用LC输出过滤器。 结论 通过将输入音频波形与三角波相对比，D 类音频放大器创建了脉宽调制PWM信号。D 类放大器通过感应元件输出PWM，传统D 类采用过滤电感器，而无过滤器D 类则采用扬声器音圈。D 类放大器比AB 类放大器效率更高，因为D 类放大器从电源获得所要求的输出功率，而非从电源获得所要求的电流，也不会在输出晶体管消耗剩余的功率。立体声AB 类放大器在从12V电源、4 ohm负载输出10W功率时消耗功率达14W，而TPA3002D2在相同条件下消耗功率仅为3.7 W。TPA3001D1与TPA3002D2采用的调制方案使其可采用铁氧体磁珠过滤器，而不必采用完全的LC过滤器。 参考书目 1、TPA2000D2 2-W无过滤器立体声D 类音频功率放大器数据表，德州仪器公司，2000年3月，出版号：SLOS291D； 2、TPA2005D1 1.1-W单声道无过滤器D 类音频功率放大器数据表，德州仪器公司，2002年7月，出版号：SLOS369B； 3、TPA3001D1 20-W单声道D 类音频功率放大器数据表，德州仪器公司，2002年12月，出版号：SLOS398； 4、TPA3002D2 9-W具备DC音量控制的立体声D 类音频功率放大器数据表，德州仪器公司，2002年12月，出版号：SLOS402。 () /disp_art/1010010/13444.html输出级数模转换机制所有D类系统的共同特点及其超群的功率效率的奥秘就在于输出级（通常是MOSFET）的电源器件总是要么全通要么全关。这与线性放大器形成对比，线性放大器输出晶体管的导通状态随时间变化。晶体管消耗的功率是其压降与流过电流之积（P=IV），通常占到线性放大器消耗的总功率的50%或更多。在D类系统中不是这样。由于所有输出晶体管要么压降为零（处于“通”状态）要么流过的电流为零（处于“关”状态），理论上根本不会损失能量。回到现实世界中，安装在数以百万计的微处理器之上的冷却风扇表明即使是纯数字系统也会以发热的形式浪费能量，D类放大器达到的功率效率在85至90%之间。不过，如何使一个天生只能产生方波的开关器件再现音乐中多种多样的波形呢？某些类型的高频“数字”信号可以通过低通滤波产生平滑的“模拟”输出。最广泛使用的就是脉宽调制（PWM：pulse width modulation）技术，其中矩形波的占空比与音频信号的振幅成正比。通过与一个高频锯齿波比较，可以很容易地将模拟输入转换为PWM（参见图1）。图1 具有模拟输入的D类系统但是，从CD和DVD光盘到数字广播和MP3，大多数当今的媒体格式都是数字的，在进行D类放大之前将其转换为模拟信号不可避免地会增加噪声并提高系统复杂性。在数字域将信号变换为PWM避免了这个问题，并且还消除了比较器和锯齿波发生器，这是两个天生会产生噪声和干扰的模拟元件（参见图2）。图2 具有数字输入的D类系统利用现有芯片功能利用这种工作原理，Wolfson Microelectronics最近推出了一款PWM控制器。WM8608构成了具有多达6.1个输出声道的数字输入D类解决方案的基础。该方案采用了I2S或类似标准格式的数字输入，将每个声道转换为一个高频PWM信号，驱动由四个功率MOSFET组成的输出级。然后由低通重建滤波器平均PWM信号，显现由原始数字信号代表的模拟电平。然后再将该经过滤波的信号传送到扬声器（参见图3）。图以WM8608为特色的系统方框图为了产生PWM输出，WM8608首先生成一个内部时钟，其256个周期构成一个PWM周期。根据数字输入，PWM输出在12至244时钟周期之间保持为高，在其它地方则保持为低（最初12个周期总为高，最末12个周期总为低）。因此在一个PWM周期之内可以产生232 (244-12)个不同的输出电平。实际上，这就是一个232级数模转换器（DAC），分辨率为7.86 bits (log2 232)。不过，这还不是一个完整的故事：由于典型的PWM频率为384或352.8kHz，存在8种可以代表各个音频采样的PWM周期。WM8608发挥了这种过度采样（oversampling）的优势，利用了线性化和噪声整形技术，这些技术最初是为将西格玛-德尔塔DAC的有效分辨率提高到高于16 bits而开发的。高于100dB（A-权重）的信噪比已经得到验证。保持内部时钟“清洁”至关重要，因为任何抖动都会引起PWM信号边缘定时的随机变化，这会以噪声的形式出现在模拟输出中。因此内部时钟由一个芯片内低噪声锁相环（PLL）通过系统主时钟产生。只要主时钟适当地清洁，这样就会消除掉大多数抖动。理想情况下，主时钟也应该由WM8608产生。因为这样可以把振荡器和PLL之间的连接保留在芯片内，就防止了来自开关输出级或其它来源的干扰破坏时钟。此外，不需要外部PLL滤波元件，降低了对PCB布局的敏感性。为了使噪声不影响给PLL供电的3.3V模拟电源，在接近电源引脚处插入了一个去耦滤波器。输出级设计与模拟放大器非常类似，D类输出级可以每声道与两个晶体管单端连接，或者构成四晶体管桥接类型。后者通常是首选，因为它提供了无需隔直流电容器的单电源操作（参见图4）。图4“H”桥接输出级而单端连接的输出级要么要求很大的电容器来消除输出的直流偏置，要么需要更多昂贵的分立电源。桥接配置的另一个优点是将输出振幅(Vpk-pk)从Vs（电源电压）加倍到2VS，使得给定电源电压能够提供的理论最大功率Pmax提高到四倍：实际上，PWM控制器的占空比范围仅限于5%到95% (12/256及244/256)，将输出振幅限制在2VS到1.8VS，而由于阻性损耗功率输出进一步降低。可以计算如下：其中RParasitic包括一个NMOS和一个PMOS器件的“通”电阻以及电源的内电阻、滤波电感器的串联电阻和PCB迹线电阻。一个使输出功率最大化的简单办法是使用低阻抗扬声器。例如，对于同样的供电电压，一个4的负载所汲取的功率是一个8 扬声器的两倍。但是，这会略微降低功率效率，因为与负载自身相比寄生电阻变的更重要。动态峰值抑制是一种使音频信号无需更强输出级就可以发声更响的技术。本质上，它在数字域放大信号，动态调节增益来预防削波。WM8608利用了一个具有频率相关延迟的特别峰值抑制器来避免低频失真。选择合适的晶体管为输出级选择适当的元件非常关键，因为其特性对系统性能具有很大的影响。首先，功率MOSFET必须能够承受其所期望处理的电压和电流。由于快速开关的PWM信号会在输出滤波电感器上引起反向电动势（EMF），最大的额定漏-源电压应该至少比供电电压高25到50%。其次，功率MOSFET的“通”电阻导致发热并降低功率效率，因此应该尽可能低。常用的具有4或8阻抗的扬声器要求RON远低于0.2 ，以保证阻性损耗适度地低。开关延迟是选择输出器件的另一个重要参数。WM8608产生脉宽范围为122ns到2.7s的PWM信号。为了保持信号完整性，输出级（功率MOSFET加上电平转换器）的开关延迟与最小PWM脉宽相比应该很小。一个较不明显的潜在问题是晶体管之间开关特性的匹配。例如，如果一个NMOS器件的开启比其对应PMOS的关闭快的多，两种器件的“通”时期就可能在信号边缘出现短时间的重叠。在两种器件都导通的情况下，供电电源本质上是短路的，导致功率效率降低，热耗散增加，并且可能降低供电电压，这将使音频信号失真。最后，设计人员还应该关注MOSFET门电容。大电容会引起RC延迟，放慢晶体管开关速度。此外，这也增加了功率耗散，并使驱动MOSFET的电平转换器发热。由于同样的原因，电平转换器的输入电容也应该很小。某些制造商提供集成输出级，可以直接连接到WM8608输出。这些集成电路（IC）通常包含四个匹配功率MOSFET，并且还控制PWM信号从3.3V（在WM8608输出）到更高电压的电平转换，以便能够正确地开关功率器件。此外，他们还提供内置的短路和过载保护。电源因素线性与开关电源的对比在很多方法中，开关电源相对于传统线性电源越来越多的被使用反映了D类放大器的发展。两者普及性的不断增长都得益于其高功率效率、小尺寸和更低的冷却要求。因此，使用开关电源帮助设计人员得到了D类技术的全部好处。不过，在成本是最重要考虑因素的情况下，D类放大器也可以由常规线性电源供电。开关电源的一个潜在问题是由于快速倒换大电流而引起的电磁干扰（EMI）。当电源和放大器中的不同开关频率发生交调时，这个问题就会恶化，产生在输出中可能听得到的音调。作为PWM控制器中的独特产品，WM8608提供了同步外部电源和芯片上PWM调制器的能力，消除了交调。整流无论使用何种类型的电源，D类放大器都比线性器件对电源供电质量敏感得多。因此，尽管D类技术几乎肯定能够降低电源要求达50%或更多，实际的电源设计往往还是宁愿更复杂一些。理由很简单：如果在电源和输出之间只有开关（功率MOSFET全通或全关），供电线上的任何电源或音带波动都将调制输出信号。换句话说，所有数字D类放大器都具有一个0dB的电源供电抑制比；它们本质上将电源用做电压参考。因此，好的负载整流，不仅仅是针对直流而是对于整个音带来说是不可或缺的；不良整流的电源会导致谐波失真。许多制造商提供浮动整流器，可以附加到现有的电源上，以便在必要时改善负载整流。在每个放大器输出使用一个独立的整流器具有降低音频声道之间串扰得额外好处。瞬态行为供电电源的另一个关键指标是其处理瞬态的能力。为了使输出级精确地重现PWM信号，电源必须能够非常快地提高或降低其电流，并且不产生阻尼或降低输出电压。由于输出级的带宽限制在音频范围，线性放大器在这方面的要求更少。因此，一个在线性系统中表现良好的电源可能不适合D类技术。存储电容器是确定电源瞬态行为的最关键元件。首先，其必须保持足够的电荷来防止电流冲击引起供电电压下降，直到整流器发生作用（快速整流器有助于使电容器适当地小）。其次，由于任何寄生电阻或电感都阻止存储电荷的快速传递，必须使用低ESR（有效串联电阻）电容器。添加一个与大的常规电解电容器并联的小的低ESR电容器是不够的：因为所有的输出功率都以短的突发形式提供，所以所有电容都必须是低ESR的。PCB铜迹线上的寄生电阻和电感同样有害，应该通过将存储电容器尽可能靠近输出级放置来尽量降低存储电容。通过安排不同输出级中的MOSFET在不同时间开关，可以缓解对电源瞬态行为的要求。对于这个目标，WM8608的内置“PWM输出阶段”功能在各个输出声道的PWM信号之间引入了160ns的延迟。尽管160ns远不足以在输出中产生听觉差异，这将开关瞬态扩展到了整个PWM周期。在具有六声道的多声道系统中，这种技术大大降低了最大顺势负载，并减少了串扰。EMI和布局的考虑EMI（电磁干扰）是D类放大器设计中永恒的关注点，因为它不得不承载高功率PWM信号的导线发射PWM频率的电磁辐射及其进入射频波带的谐波。长的非屏蔽扬声器电缆本质上就象天线一样。因此，重建滤波器在满足相关规章方面起到重要作用。设计人员经常面临两难境地，即低截止频率的滤波器可以抑制EMI，但是也损耗音频频谱的高端，而高截止频率会保持平坦的频率响应，却要付出增加EMI的代价。高阶滤波器可以满足两种要求，但是更贵，而且会降低功率效率。WM8608提供了内置的数字扬声器均衡器，可以安排为三重放大。这使得使用低截止的低阶重建滤波器，同时仍然保持频率响应在音频范围内平坦成为可能。在放大器内部，可以通过保持输出级和滤波器之间的供电线和连接可行地短而降低EMI。可能的话，这些元件应该与供电电源在同一块PCB上。由于降低了阻性损耗，短而宽的铜迹线也使得放大器的效率更高。在多声道系统中，很难将大量的功率MOSFET靠近电源放置，为了防止串扰，一种在每端具有一个低ESR存储电容器的“星形”连接是非常理想的。系统中可以方便地放置在离其它电路某段距离的地方的部件是PWM控制器。为了防止来自其它系统元件的干扰在PWM信号中引入抖动，WM8608输出可以从标准CMOS电压电平切换到LVDS（低电压差分信号）模式，每条线都用100 负载终结。LVDS还降低了电磁辐射以及由长的信号运行引起的RC延迟。 测得的性能消费者音频放大器的三个关键指标是总谐波失真（THD）、信噪比（SNR）和功率效率，D类技术相对于模拟技术具有无可争议的优势。对于噪声，D类技术现在在消费者市场上与大多数模拟放大器相当。例如，对于CD重放，SNR的瓶颈通常不在于放大器而在于光盘上的16-bit音频编码。借助更快的PWM开关，SNR在未来可能进一步改善。关键问题是供电电源和输出级是否能够跟上开关速度。这两种元件共同决定了THD，理想情况下应该作为一个单元共同设计。利用WM8608 PWM控制器和稳定而良好整流的电源，在传送1W音频功率时，测量显示THD为0.01% (-80dB)，在30W时则下降到0.1% (-60dB)。还得到了高达90%的效率和超过100dB (A-权重)的SNR。在同等线性放大器一半的功率消耗之下，D类技术达到这样的性能指标，证明其已经发展到了一个在消费者音频业务中无人能够忽视的地步。以文本方式查看主题-Ashine艾声音频技术(/bbs/index.asp)-音响技术综合(/bbs/list.asp?boardid=7)-转帖D类音频功率放大器设计需知(/bbs/dispbbs.asp?boardid=7&id=160)n 作者：嘎嘎-发布时间：2006-8-14 15:36:41-转帖D类音频功率放大器设计需知nD类音频功率放大器设计需知作者：吴星华摘要：本文从构成、拓扑结构对比、MOSFET的选择与功率损耗、失真和噪音产生、音频性能等D类音频功率放大器设计有关的基础问题作分析,并例举D类功率放大器参考设计。关键词：脉冲宽度调制器 半桥和全桥拓扑 死区时间 栅极驱动D功放是基于脉冲宽度调制技术的开关放大器，包括脉冲宽度调制器(几百千赫兹开关频率)，功率桥电路，低通滤波器。这种类型的功放已经展示出很好的性能，要想设计出并实现电源效率高于90%，THD低于0.01%，低电磁噪音的D类功率放大器，或者甚至包括能将高保真音质技术引入的D类的放大器，其首要的问题是掌握与D类音频功放设计有关的基础技术与原理，为此本文将作其概述。1、 D类功放基本构成目前有很多种不同种类的功放,如：A类、B类、AB类等。但D类功放与其不同的是基本是一个开关功放或者是脉宽调制功放。为此,主要将对说明这类D类功放作以说明。在这种D类功放中，器件要么完全导通，要么完全关闭，大幅度减少了输出器件的功耗，效率达90-95%都是可能的。音频信号是用来调制PWM载波信号，其载波信号可以驱动输出器件，用最后的低通滤波器去除高频PWM载波频率。众所周知, A类、B类和AB类功放均是线形功放,那么D类功放与它们究竟有什么不同？我们首先应作讨论。图1是D功放原理框图，在一个线性功放中信号总是停留在模拟区，输出晶体管(器件)担当线性调整器来调整输出电压。这样在输出器件上存在着电压降，其结果降低了效率。而D类功放采用了很多种不同的形式，一些是数字输入，还有一些是模拟输入，在这里我们将集中讨论一下模拟输入。上面图1显示的是半桥D类功放的基本功能图，其中给出了每级的波形。电路运用从半桥输出的反馈来补偿母线电压的变化。那末D类功放是如何工作的呢？D类功放的工作原理和PWM的电源是相同的，我们假设输入信号是一个标准的音频信号，而这个音频信号是正弦波，典型频率从20Hz到20kHz范围。这个信号和高频三角或锯齿波形相比可以产生PWM信号，见图2a中所示。这个PWM信号被用来驱动功率级，产生放大的数字信号，最后一个低通过滤波器被用在这个信号上来滤掉PWM载波频率，重新得到正弦波音频信号，见图2b中所示。2、 从拓扑结构对比-看线性和D类不同值此将讨论线性功放(A类和AB类)和D类数字功放的不同之处。这两者之间主要的不同是效率，这也是为什么要发明D类功放的原因。线性功放就其性能而言具有固有的线性，但是即使是AB功放其效率也只有50%，而D类功放的效率很高，在实际的设计中达90%。增益-线性功放增益不受母线电压影响而变化，然而D类功放的增益是和母线电压成比例的。这就意味着D类功放的电源抗扰比率是0dB,而线性的PSRR(电源供应抑制比率)就很好。在D类功放中普遍用反馈来补偿母线电压变化。能量流向-在线性功放中，能量是从电源到负载，虽然在全桥D类功放中也是这样，但半桥D类功放还是不同的，因为能量可以双向流动而导致“母线电压提升”现象产生，这样会造成母线电容被从加载来的能量充电。这个主要发生在低频上，如低于100Hz是这样。3、 D类功放与Buck降压转换器类拓扑差异在D类功放和同步降压转换器拓扑原理作如图3所示。这两个电路之间的主要不同有三：其一、对于同步降压转换器，其基准电压来自反馈电路的慢慢变化的稳定电压；而D类功放的参考信号是一个不断变化的音频信号。也就是说，同步降压转换器的占空比是相对稳定的，而D类以围绕50%占空比不断地改变。其二、在同步降压转换器中负载电流的方向总是朝着负载，即电感电流为单向,见图3左所示。但是在D类功放中电流是朝着两个方向的，即电感电流为双向，见图3右所示。最后的不同是MOSFET的优化方式。同步降压转换器对于高低端的晶体管有着不同的优化，较长的周期需要较低的Rds(on)，而较短的周期需要低的Qg(栅极电荷)，即两个开关作用不同。但D类功放对两个MOSFET有着相同的优化方式。高低端器件有相同的Ras(on),即两个开关作用相同。4、 D类功放中MOSFET的选择在功放中要达到高性能的关键因素是功率桥电路中的开关。在开关过程中产生的功率损耗、死区时间和电压、电流瞬时毛刺等都应该尽可能的最小化来改善功放的性能。因此，在这种功放中开关要做到低的电压降，快速的开关时间和低杂散电感。由于MOSFET开关速度很快，对于这种功放它是你最好的选择。它是一个多数载流子器件，相对于IGBT和BJT它的开关时间比较快，因而在功放中有比较好的效率和线性度。而MOSFET的选择是基于功放规格而定。因而在选择器件以前要知道输出功率和负载阻抗(如100W 8)，功率电路拓扑(如半桥梁或全桥)，调制度(如89%90%)。5、 MOSFET中的功率损耗功率开关中的损失在AB线性功放和D类功放之间是截然不同的。首先看一下在线性AB功放中的损耗,其损耗可以定义如下：K是母线电压与输出电压的比率。对于线性功放功率器件损耗，可以简化成下面的公式：需要说明的是AB功放功率损耗与输出器件参数无关。现在一起看一下D类功放的损失，在输出器件中的全部损耗如下：Ptotal=Psw+Pcond+PgdPsw是开关损耗Pcond是导通损耗， Pgd是栅极驱动损耗从上式可看于D类功放的输出损耗是根据器件的参数来定的,即基于Qg(栅极电荷)、Rds(on)(静态漏源通态电阻)、Coss(MOSFET的输出电容)和tf(MOSFET下降时间)，所以减少D类功放损耗应有效选择器件，图4是D类功放的功率损耗和K的函数关系。6、 半桥和全桥结构拓扑的对比和普通的AB类功放相似，D类功放可以归类成两种拓扑，分别是半桥和全桥结构。每种拓扑都各有利弊。简而言之，半桥简单，而全桥在音频性能上更好一些，全桥拓扑需要两个半桥功放，这样就需要更多的元器件。尽管如此，桥拓扑的固有差分输出结构可以消除谐波失真和直流偏置，就像在AB功放中一样。一个全桥拓扑允许用更好的PWM调制方案，比如量化几乎没有错误的三水平PWM方案。在半桥拓扑中，电源面临从功放返回来的能量而导致严重的母线电压波动，特别是当功放输出低频信号到负载时。能量回流到电源是D类功放的一个基本特性。在全桥中的一个臂倾向于消耗另一个臂的能量。所以就没有可以回流的能量。7、 不完美失真和噪音产生一个理想的D类功放没有失真，在可听波段没有噪音且效率足100%。然而，实际的D类功放并不完美并且会有失真和噪音。其不完美是由于D类功放产生的失真开关波形造成的。原因是：*从调制器到开关级由于分辨率限制和时间抖动而导致的PWM信号中的非线性。*加在栅极驱动上的时间误差，如死区时间，开通关断时间，上升下降时间。*开关器件上的不必要特征，比如限定电阻，限定开关速度或体二极管特征。*杂散参数导致过度边缘的震荡。*由于限定的输出电阻和通过直流母线的能量的反作用而引起得电源电压波动*输出LPF中的非线性。一般来讲，在栅极信号中的开关时间误差是导致非线性的主要原因。特别是死区时间严重影响了D类功放的线性。几十纳秒少量的死区时间很容易就产生1%以上的THD(总谐波失真),见图5(c)所示。8、 死区时间(见图5(a)所示是如何影响非线性的)其图5(a)(b)(c)为死区时间(或称延时时间)对失真的影响示意图。D类输出级中的工作模式可以根据输出波形如何跟随输入时间可归类成三个不同的区域。在这三个不同的工作区，输出波形跟随高低端输入信号的不同边缘而变化的。让我们检查一下第一个操作区(见图5c所示High side edges)，在这里电流比电感器波纹电流还大时，输出电流就从D类功放流向负载。高端器件在低端器件开通之前关断，输出节点就会被转到负母线。这个过程与低端器件开通时间无关，它是通过从解调电感的换向电流自动造成的。因此输出波形与嵌入到低端器件开通前的死区时间无关。因此PWM波形只被嵌入到高端栅极信号的死区短路了，而造成所希望的输入占空比的轻微电压增益降低。有个相似的情况发生在负工作区(见图5c所示Low side edges)，输出电流从加载流向D类功放。电流高于电感波纹电流。在这种情况下，输出波形的时间并没有受嵌入高端开通沿的死区时间的影响，而总是允许低端输入时间。因此，PWM波形只被嵌入到低端器件栅极信号的死区时间短路。在以前描述的两个操作模式中存在一个区域，在这个区域中输出时间与死区时间是独立的。当输出电流小于电感波纹电流时，输出时间跟随每个输入的关断沿。因为在这个区域，是ZVS(零电压开关)操作状态(见图5c所示Falling edges)，因此在中间区域就不会有失真。当输出电流随着音频输入信号的不同而变化时，D类功放将改变它的操作区，这样每个都会有细小的不同增益。在音频信号的周期中的这三个不同区域增议会歪曲输出波形。图5(b)显示的是死区时间如何影响THD性能的。一个40nS死区时间可以产生2%的THD。这个可以通过减小死区时间到15nS提高到0.2%。这个标志着更好线性与高低端开关器件转换过程的重要性。9、 音频性能测量有着AESl7网络过滤器的音频测量仪器是很必需的。当然，像传统音频分析器HP8903B，加上合适的前级低通滤波器也可以使用。在这里需要重要考虑的是D类功放的输出信号在其波形上仍然含有大量的开关载波频率，这样就造成错误的读取。这些分析器也许很难防止D类功放的载波泄露。10、防止直通尽管如此，一个狭窄的死区时间在大量生产中是很危险的。因为一旦高低端晶体管被同时打开，那么直流母线的电压就会被晶体管短路，大量的直通电流将开始流动，这便会导致器件损坏。我们应该注意到有效的死区时间对每个功放是不同的，与元件参数和芯片温度有关。对于一个D类功放的可靠设计来讲确保死区时间总是正的而决不是负的来防止晶体管进入直通，这是非常重要的。11、关于电源吸收能量另外一个在D类功放中引起明显降额的原因是母线充电，当半桥拓扑在给负载输出低频时可以看到。要时刻记住，D类功放的增益与母线电压直接成比例关系。因此，母线电压波动产生失真，而D类功放中的电流流动是双向的，则就存在了从功放返回到电源时期。大量流回到电源的能量来自于输出LPF的电感存储的能量。通常，电源没有办法吸收从负载回流过来的能量。因此，母线电压上升，造成电压波动。母线电压上升并不是发生在全桥拓扑上，因为从开关桥臂同储到由源的能源熔会在另一个桥臂消耗掉。12、对EMI(电磁辐射)的考虑在D功放设计中的EMI(电磁辐射)是很麻烦的，像在其他开关应用中一样。EMI的主要来源之一是来自从高到低流动的MOSFET二极管的反向恢复电荷，和电流直通很相象。在嵌入到阻止直通电流的死区过程中，在输出LPF中的电感电流打开体二极管。在下一个阶段中，当另外一端的MOSFET在死区未打开时，体晶体管保持导通状态，除非储存的大量少数载波被完全复合。这个反向的恢复电流趋向于形成一个很尖的形状，和由于PCB板和封装杂散电感因起步希望的震荡。因此，PCB布线设计对减小EMI和系统可靠性至关重要的。13、D类功放中MOSFET选择的其他考虑*选择合适的封装和结构*功放的THD、EMI和效率，还受FET的体二极管影响。缩短体二极管恢复时间(工R的并联肖特基二级管的FET)；降低反向恢复电流和电荷，能改善THD；EMI和效率。*FET结壳热阻要尽可能小，以保证结温低于限制。*保证较好可靠性和低的成本条件下，工作在最大结温。用绝缘包封的器件是直接安装还是用裸底板结构垫绝缘材料，依赖于它的成本和尺寸。14、D类功放参考设计见图6所示*拓扑：半桥*选用IR2011S(栅极驱动IC,最高工作电压200V,Io+/-为1.0A/1.0A，Vout为10-20V,ton/off为80&60ns,延时匹配时间为20ns)；IRFB23N15D (MOSFET功率管ID=23A,R DS=90m,Qg=37nC Bv=150V To-220封装)*开关频率：400KHz(可调)*额定输出：200W+200W4欧*THD:0.03%-1mhz半功率*频率响应：5Hz-40KHz(-3dB)*电源：220v50V*尺寸：4.0“5.5”15、结论如果我们在选择器件时很谨慎，并且考虑到精细的设计布线，因为杂散参数有很大的影响，那么目前高效D类功放可以提供和传统的AB类功放类似的性能。半导体技术不断创新使得效率提高，功率密度增加和较好的音响效果，增加了D类功放的运用。参考文献HondaJandAdamsJClass-D音频放大器基础与,IR应用指南2005年3月以TA2022的输出滤波设计为例：L=10uH , C=0.22uF , 截止频率为107KHZ ,时间常数9.3uS, 所以仍然是微秒数量级。另外，TA2022的信噪比在单端的时候为102dB, 在桥接的时候更可达104dB, 一点也不比模拟功放的低。以上数据来自TA2022的Datasheet, 有空的时候我会实测一下的。D类功放的调制频率很多都在200K300KHz之间，滤波器的-3dB截止频率一般都低于40KHz，很多都低于30KHz，TA2022属T类，调制频率是可变的，介于100K1MHz，滤波器的截止频率只能低不能高；高了与调制频率相同的那部分高次谐波成分很大，轻则音质变差，重则烧高音喇叭对于信噪比，我想也许我理解错了，我把高频谐波成分当作信号噪声，那部分通常只有30dB的衰减早在20世纪60年代就有人开始研究数字放大技术,1983年M.B.SANDLER等学者提出D类PCM(脉冲编码调制)数字功放的基本结构,主要技术要点是如何将PCM调制信号变为PWM(脉冲宽度调制)信号,这种PWM数位讯号是一种高度相同.宽度不同的方波信号,它看起来类似于声波的疏密结构。 这类功率放大器的原理是：首先将PCM音频数据流通过专门的等比特数字处理器变换为PWM数据流。采用脉宽调制后，音频信号便成为一系列的用“0”和“1”表示的宽度可变的脉冲串，脉冲的宽度月越宽，信号的幅度就越大。将这些脉宽调制的数据流去推动功率放大器的常规晶体输出管，晶体输出管将迅速的时而饱和导通，时而截止，音频信息便包含在这些接通。断开的周期过程中，采样频率为44.1kHz或48kHz，信号振幅的量化率为8bit或16bit。然后再对PWM信号进行功率放大（即D类放大），采用截止频率为30kHz-40kHz的低通滤波器就可以把模拟信号从PWM中解调出来。 D类数字放大技术在电源利用上可以达到90%以上，它的延时也只有模拟放大的1/6，因此中.高音的音质更清晰，声像定位更准确。 但是D类放大技术只是一种数字技术的早期探索，还存在以下缺点：1：输入的数字音频信号虽然没有转换为模拟信号，可是PWM调制也只是幅度不变，宽度变化的脉冲信号来代替原来的线性放大，用脉冲宽度变化来控制输出管导通时间的长短，可以说这仍就是一种模拟技术。2：在PWM编码过程中，很难做到上升和下降沿的陡度，于是使得理论上“0”和“1”两态的波形已经不是完全的方波，而变形成为三角波，结果使得输出开关功率管处于不能全通或全闭状态，这势必引入新的失真。 针对D类功率放大器的缺陷，美国Tripath公司发明了一种“Digital Power ProcessingTM(DPPTM)”的全数字功率放大处理技术，它是T类功放的核心，也被称做“E-Bridge”模式。T类功率放大器的功率输出电路和脉宽调制D类功放相同，功率晶体管也是工作在开关状态。不同的是：它不使用脉宽调制的方法，而是把通信技术中处理小信号的适应算法及预测算法运用到这里。输入的数字音频信号流直接经过DPPTM数字处理用于控制功率晶体管的导通关闭，因而不存在脉宽调制D类功放的那些缺陷。此外，T类功放的动态范围更宽，频率响应平坦，群延迟小。 DPPTM 技术的出现，把功率放大器真正推向了一个全数字化处理的高度。漫谈D类音频放大器 飞飞 发表于 2006-3-4 19:50:49漫谈D类音频放大器作者：茅于海,龙鼎微电子首席科学家音频放