异步电动机调速系统.ppt

第六章异步电动机调速系统,学习要点：1、掌握三相异步电动机的结构和旋转原理2、了解三相异步电动机的机械特性3、三相异步电动机的调速原理4、三相异步电动机的矢量控制,重点！,一、三相异步电动机的结构和原理,1、掌握三相异步电动机的结构和旋转原理,机座,端盖,风扇,接线盒,定子绕组,鼠笼转子,端环,散热筋,轴,轴承,三相感应电机的结构图,三相感应电机的结构图,鼠笼型转子,导体用铜条或铝条，两头用端环联接。结构可靠简单，但是转子电阻固定。,绕线式转子,接成Y型的三相绕组通过滑环和电刷与外电路联接，便于串入电阻改善电动机的运行性能。,1,2,3,4,5,6,e2,i2,三相感应式电动机的工作模型,规定,电流从首端流入、末端流出时为正。,1、当三相感应电动机定子接三相电源时，在气隙中产生以同步速旋转的旋转磁场。2、旋转磁场切割转子导体，在转子导体中产生感应电动势。3、转子绕组自行闭合，转子中产生电流。4、转子绕组在磁场中受力，产生电磁转矩，驱动转子旋转。,旋转磁场,1、在三相对称绕组中通入三相对称的电流会在气隙中形成一个旋转磁场。,2、旋转磁场的转速（同步速）:,3、改变通入电流的相序（对调任意两根电源线）就可以改变旋转磁场的转向，从而改变电机的转向。,转差率,1、三相感应电动机的转速恒小于磁场转速，即nn1，故称异步电机。,2、转差,即转子与旋转磁场之间存在相对,运动，是感应电动机稳定运行的必要条件。,3、转差率定义为转差与同步速之比,其大小反映了电机的转速，即,机械特性的参数表达式,其中：p为电机极对数；U1为相电压有效值r1为定子每相绕组的内阻x1为每相漏阻抗r2为折算到定子侧的每相电阻x2为折算到定子侧的漏电阻,电机参数一定，当U1，f1不变时，T仅与S有关。,机械特性曲线,2、了解三相异步电动机的机械特性,三相异步电动机的调速,交流调速方式,异步电动机：,有级调速,设备费用高,3、三相异步电动机的调速原理,异步电动机的变极调速,异步电动机的变频调速,变频调速时的机械特性,同步点：,最大转矩点：,起动点：,不变,改变转差率调速,调压调速,改变转差率调速,绕线式感应电动机转子串电阻调速,轻载调速范围不大,4、三相异步电动机的矢量控制,按转子磁场定向,主要内容,PWM控制技术异步电机坐标变换异步电动机的矢量控制系统三相异步电动机的矢量控制实战,PWM控制技术,异步电动机变频调速需要电压与频率均可调的交流电源，常用的交流可调电源是由电力电子器件构成的静止式功率变换器，一般称为变频器。采用的控制技术有：,正弦波脉宽调制技术,电流跟踪PWM控制技术,电压空间矢量PWM控制技术,正弦波脉宽调制技术,以频率与期望的输出电压波相同的正弦波作为调制波以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波，当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得高度相等、宽度按正弦规律变化的脉冲序列，这种调制方法称作正弦波脉宽调制（SPWM）,三相PWM逆变器双极性SPWM波形,电流跟踪PWM控制技术,电流跟踪PWM（CFPWM，CurrentFollowPWM）的控制方法是：在原来主回路的基础上，采用电流闭环控制，使实际电流快速跟随给定值，在稳态时，尽可能使实际电流接近正弦波形，这就能比电压控制的SPWM获得更好的性能。,电流滞环跟踪控制原理图,图4-13电流滞环跟踪控制的A相原理图,如图，电流滞环跟踪控制时的三相电流波形与相电压PWM波形,电流滞环跟踪控制,电流跟踪控制的精度与滞环的宽度有关，同时还受到功率开关器件允许开关频率的制约。当环宽选得较大时，开关频率低，但电流波形失真较多，谐波分量高；如果环宽小，电流跟踪性能好，但开关频率却增大了。实际使用中，应在器件开关频率允许的前提下，尽可能选择小的环宽。,电压空间矢量PWM控制技术,把逆变器和交流电动机视为一体，以圆形旋转磁场为目标来控制逆变器的工作，这种控制方法称作“磁链跟踪控制”，磁链轨迹的控制是通过交替使用不同的电压空间矢量实现的，所以又称“电压空间矢量PWM（SVPWM，SpaceVectorPWM）控制”。,交-直-交PWM变频器主回路,交-直-交变频器主回路结构图,空间矢量的定义,电压空间矢量的定义,三相合成矢量,图电压空间矢量,三相平衡正弦电压合成矢量,是一个以电源角频率为电气角速度作恒速旋转的空间矢量，它的幅值不变，是相电压幅值的3/2倍，当某一相电压为最大值时，合成电压矢量就落在该相的轴线上。,同理，定子电流和磁链的空间矢量,电压与磁链空间矢量的关系,当异步电动机的三相对称定子绕组由三相电压供电时，对每一相都可写出一个电压平衡方程式，求三相电压平衡方程式的矢量和，即得用合成空间矢量表示的定子电压方程式,电压与磁链空间矢量的关系,当电动机转速不是很低时，定子电阻压降所占的成分很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为,或,电压与磁链空间矢量的关系,当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形（简称为磁链圆，电机学里已指出）。定子磁链旋转矢量,电压与磁链空间矢量的关系,上式对t求导得,磁链幅值等于电压与频率之比，方向与磁链矢量正交，即磁链圆的切线方向，如图所示。,电压与磁链空间矢量的关系,图旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹,图电压矢量圆轨迹,PWM逆变器基本输出电压矢量,直流电源中点O和交流电动机中点O的电位不等，但合成电压矢量的表达式相等。因此，三相合成电压空间矢量与参考点无关。,为0,PWM逆变器基本输出电压矢量,PWM逆变器共有8种工作状态，当（，）=（1，0，0）时，（，）=（，），代入式得,PWM逆变器基本输出电压矢量,当（，）=（1，1，0）时，（，）=（，），得,PWM逆变器基本输出电压矢量,依此类推，可得8个基本空间矢量，其中6个有效工作矢量，幅值为直流电压，在空间互差。另2个为零矢量和。,PWM逆变器基本输出电压矢量,图基本电压空间矢量图,正六边形空间旋转磁场,6个有效工作矢量按至的顺序分别作用时间,每个有效工作矢量作用/3弧度，6个有效工作矢量完成一个周期，输出基波电压角频率,正六边形空间旋转磁场,在时间t内，定子磁链矢量的增量为,k=1,2,3,4,5,6。,定子磁链矢量的增量方向与电压矢量相同，幅值等于直流侧电压与作用时间的乘积。,正六边形空间旋转磁场,定子磁链矢量的运动轨迹为,图定子磁链矢量增量与电压矢量和时间增量的关系,正六边形空间旋转磁场,图为正六边形定子磁链轨迹,正六边形空间旋转磁场,由正六边形的性质可知,正六边形定子磁链的大小与直流侧电压成正比，而与电源角频率成反比。在基频以下调速时，应保持正六边形定子磁链的最大值恒定。,。,正六边形空间旋转磁场,要保持正六边形定子磁链不变，必须使为常数，这意味着在变频的同时必须调节直流电压，造成了控制的复杂性。有效的方法是插入零矢量，使有效工作矢量的作用时间仅为，其余的时间,。,用零矢量来补。,正六边形空间旋转磁场,在直流电压不变的条件下，要保持恒定，只要使为常数。零矢量的插入有效地解决了定子磁链矢量幅值与旋转速度的矛盾。,正六边形空间旋转磁场,在时间段内，定子磁链矢量轨迹沿着有效工作电压矢量方向运行。在时间段内，零矢量起作用，定子磁链矢量轨迹停留在原地，等待下一个有效工作矢量的到来。电源角频率越低，零矢量作用时间也越大，定子磁链矢量轨迹停留的时间越长。,。,期望电压空间矢量的合成与SVPWM控制,每个有效工作矢量在一个周期内只作用一次的方式只能生成正六边形的旋转磁场，与在正弦波供电时所产生的圆形旋转磁场相差甚远，六边形旋转磁场带有较大的谐波分量，这将导致转矩与转速的脉动。,SVPWM基本思想,要获得更多边形或接近圆形的旋转磁场，就必须有更多的空间位置不同的电压空间矢量以供选择，但PWM逆变器只有8个基本电压矢量，能否用这8个基本矢量合成其他多个矢量?答案是肯定的，按空间矢量的平行四边形合成法则，用相邻的两个有效工作矢量合成期望的输出矢量，这就是电压空间矢量PWM（SVPWM）的基本思想。,SVPWM基本思想,按6个有效工作矢量将电压矢量空间分为对称的六个扇区，每个扇区对应/3，当期望的输出电压矢量落在某个扇区内时，就用该扇区的两条边等效合成期望的输出矢量。所谓等效是指在一个开关周期内，产生的定子磁链的增量近似相等。,电压空间矢量的6个扇区,图电压空间矢量的6个扇区,期望电压空间矢量的合成,以期望输出矢量落在第I扇区为例，分析电压空间矢量PWM的基本工作原理，由于扇区的对称性，可推广到其它各个扇区。,图期望输出电压矢量的合成,期望电压空间矢量的合成,在一个开关周期中，的作用时间为，的作用时间为，按矢量合成法则可得,电压空间矢量的作用时间,令实部与虚部分别相等，解得,输出电压矢量最大幅值,两个基本矢量作用时间之和应满足,输出电压矢量最大幅值为,输出电压矢量幅值与相电压的关系,输出电压矢量幅值与直流侧电压关系,相电压与直流侧电压关系,Us11;Thita_in_sector=Thita%Degree60;Sin_value1=SinTableThita_in_sector;Int_Tmep_value1=Degree60-Thita_in_sector;Sin_value2=SinTableInt_Tmep_value1;if(MD4096)MD=4096;Tm=(long)MD*(long)Sin_value115;Tl=(long)MD*(long)Sin_value215;Tm=(long)T12_PR*(long)Tm12;Tl=(long)T12_PR*(long)Tl12;switch(Sector)case0:TA=T12_PR-Tl-Tm1;TB=TA+Tl;TC=TB+Tm;break;case1:TB=T12_PR-Tl-Tm1;TA=TB+Tm;TC=TA+Tl;break;,case2:TB=T12_PR-Tl-Tm1;TC=TB+Tl;TA=TC+Tm;break;case3:TC=T12_PR-Tl-Tm1;TB=TC+Tm;TA=TB+Tl;break;case4:TC=T12_PR-Tl-Tm1;TA=TC+Tl;TB=TA+Tm;break;case5:TA=T12_PR-Tl-Tm1;TC=TA+Tm;TB=TC+Tl;break;if(TAT12_PR)TA=T12_PR;CCU6_CC60SR=TA;CCU6_CC61SR=TB;CCU6_CC62SR=TC;CCU6_vEnableShadowTransfer_CCU6_TIMER_12();,PWM中断子程序由定时器T12的下溢事件触发，调制频率为,，调制周期为,。由于CPU时钟频率为40MHZ，定时器时钟为20MHZ，且采用连续增减计数模式，因此实际写入T12周期寄存器CCU6_T12PR的值TC为：,1MD的计算：直流母线电压,调制深度,其中,Uin=380Ed=465,SVPWM的频率一般多少？如何测出马鞍波形？,内部2倍频,Ts,Ts=2*T1PR/fcpu,(R0+R1)为10-100K，开关频率80K，滤波电容为nF数量级？,本节提要坐标变换的基本思路三相异步电动机在两相坐标系上的数学模型矢量控制系统的基本思路,异步电机坐标变换,直流电机的物理模型,直流电机的数学模型比较简单，先分析一下直流电机的磁链关系。下图中绘出了二极直流电机的物理模型，图中F为励磁绕组，A为电枢绕组，C为补偿绕组。F和C都在定子上，只有A是在转子上。把F的轴线称作直轴或d轴（directaxis），主磁通的方向就是沿着d轴的；A和C的轴线则称为交轴或q轴（quadratureaxis）。,一、坐标变换的基本思路,主极磁场在空间固定不动；由于换向器作用，电枢磁动势的轴线始终被电刷限定在q轴位置上。,虽然电枢本身是旋转的，但其绕组通过换向器电刷接到端接板上，电刷将闭合的电枢绕组分成两条支路。当一条支路中的导线经过正电刷归入另一条支路中时，在负电刷下又有一根导线补回来。,分析结果,电枢磁动势的作用可以用补偿绕组磁动势抵消，或者由于其作用方向与d轴垂直而对主磁通影响甚微，所以直流电机的主磁通基本上唯一地由励磁绕组的励磁电流决定，这是直流电机的数学模型及其控制系统比较简单的根本原因。,交流电机的物理模型,如果能将交流电机的物理模型等效地变换成类似直流电机的模式，分析和控制就可以大大简化。坐标变换正是按照这条思路进行的。在这里，不同电机模型彼此等效的原则是：在不同坐标下所产生的磁动势完全一致。,众所周知，交流电机三相对称的静止绕组A、B、C，通以三相平衡的正弦电流时，所产生的合成磁动势是旋转磁动势F，它在空间呈正弦分布，以同步转速s（即电流的角频率）顺着A-B-C的相序旋转。这样的物理模型绘于下图中。,（1）交流电机绕组的等效物理模型,图三相交流绕组,旋转磁动势的产生,然而，旋转磁动势并不一定非要三相不可，除单相以外，二相、三相、四相、等任意对称的多相绕组，通以平衡的多相电流，都能产生旋转磁动势，当然以两相最为简单。,（2）等效的两相交流电机绕组,上图中绘出了两相静止绕组和，它们在空间互差90，通以时间上互差90的两相平衡交流电流，也产生旋转磁动势F。当图a和b的两个旋转磁动势大小和转速都相等时，即认为两相绕组与三相绕组等效。,（3）旋转的直流绕组与等效直流电机模型,图旋转的直流绕组,再看图中的两个匝数相等且互相垂直的绕组d和q，其中分别通以直流电流id和iq，产生合成磁动势F，其位置相对于绕组来说是固定的。如果让包含两个绕组在内的整个铁心以同步转速旋转，则磁动势F自然也随之旋转起来，成为旋转磁动势。,把这个旋转磁动势的大小和转速也控制成与图a和图b中的磁动势一样，那么这套旋转的直流绕组也就和前面两套固定的交流绕组都等效了。当观察者也站到铁心上和绕组一起旋转时，在他看来，d和q是两个通以直流而相互垂直的静止绕组。如果控制磁通的位置在d轴上，就和直流电机物理模型没有本质上的区别了。这时，绕组d相当于励磁绕组，q相当于伪静止的电枢绕组。,等效的概念,由此可见，以产生同样的旋转磁动势为准则，三相交流绕组、两相交流绕组和整体旋转的直流绕组彼此等效。或者说，在三相坐标系下的iA、iB、iC，在两相坐标系下的i、i和在旋转两相坐标系下的直流id、iq是等效的，它们能产生相同的旋转磁动势。,有意思的是：d、q两个绕组而言，当观察者站在地面看上去，它们是与三相交流绕组等效的旋转直流绕组；如果跳到旋转着的铁心上看，它们就的的确确是一个直流电机模型了。这样，通过坐标系的变换，可以找到与交流三相绕组等效的直流电机模型。,现在的问题是，如何求出iA、iB、iC与i、i和id、iq之间准确的等效关系，这就是坐标变换的任务。,2.三相-两相变换（3/2变换）,现在先考虑上述的第一种坐标变换在三相静止绕组A、B、C和两相静止绕组、之间的变换，或称三相静止坐标系和两相静止坐标系间的变换，简称3/2变换。,图5-3中绘出了A、B、C和、两个坐标系，为方便起见，取A轴和轴重合。设三相绕组每相有效匝数为N3，两相绕组每相有效匝数为N2，各相磁动势为有效匝数与电流的乘积，其空间矢量均位于有关相的坐标轴上。由于交流磁动势的大小随时间在变化着，图中磁动势矢量的长度是随意的。,C,图5-3三相和两相坐标系与绕组磁动势的空间矢量,设磁动势波形是正弦分布的，当三相总磁动势与二相总磁动势相等时，两套绕组瞬时磁动势在、轴上的投影都应相等，,写成矩阵形式，得,（5-1）,考虑变换前后总功率不变，在此前提下，可以证明（见p96），匝数比应为,（5-2）,代入式（5-1），得,（5-3）,令C3/2表示从三相坐标系变换到两相坐标系的变换矩阵，则,（5-4）（5-5）,三相两相坐标系的变换矩阵,如果三相绕组是Y形联结不带零线，则有iA+iB+iC=0，或iC=iAiB。代入式（5-4）和（5-5）并整理后得,（5-6）,（5-7）,按照所采用的条件，电流变换阵也就是电压变换阵，同时还可证明，它们也是磁链的变换阵。,3.两相两相旋转变换（2s/2r变换）,从等效的交流电机绕组和直流电机绕组物理模型和从两相静止坐标系到两相旋转坐标系d、q变换称作两相两相旋转变换，简称2s/2r变换，其中s表示静止，r表示旋转。把两个坐标系画在一起，即得图5-4。,图5-4两相静止和旋转坐标系与磁动势（电流）空间矢量,图5-4中，两相交流电流i、i和两个直流电流id、iq产生同样的以同步转速s旋转的合成磁动势Fs。由于各绕组匝数都相等，可以消去磁动势中的匝数，直接用电流表示，例如Fs可以直接标成is。但必须注意，这里的电流都是空间矢量，而不是时间相量。,d，q轴和矢量Fs（is）都以转速s旋转，分量id、iq的长短不变，相当于d，q绕组的直流磁动势。但、轴是静止的，轴与d轴的夹角随时间而变化，因此is在、轴上的分量的长短也随时间变化，相当于绕组交流磁动势的瞬时值。由图5-4可见，i、i和id、iq之间存在下列关系,2s/2r变换公式,写成矩阵形式，得,（5-8）,（5-9）,是两相旋转坐标系变换到两相静止坐标系的变换阵。,式中,两相旋转两相静止坐标系的变换矩阵,对式（5-8）两边都左乘以变换阵的逆矩阵，即得,(5-10),(5-11),则两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系的变换阵是,电压和磁链的旋转变换阵也与电流（磁动势）旋转变换阵相同。,两相静止两相旋转坐标系的变换矩阵,令矢量is和d轴的夹角为s，已知id、iq，求is和s，就是直角坐标/极坐标变换，简称K/P变换（图5-5）。,4.直角坐标/极坐标变换（K/P变换）,图5-5K/P变换空间矢量,显然，其变换式应为,（5-12）,（5-13）,当s在090之间变化时，tans的变化范围是0，这个变化幅度太大，很难在实际变换器中实现，因此常改用下列方式来表示s值,（5-14）,式（5-14）可用来代替式（5-13），作为s的变换式。,这样,二、三相异步电动机在两相坐标系上的数学模型,前已指出，异步电机的数学模型比较复杂，坐标变换的目的就是要简化数学模型。异步电机数学模型是建立在三相静止的ABC坐标系上的，如果把它变换到两相坐标系上，由于两相坐标轴互相垂直，两相绕组之间没有磁的耦合，仅此一点，就会使数学模型简单了许多。,异步电机在两相任意旋转坐标系（dq坐标系）上的数学模型,两相坐标系可以是静止的，也可以是旋转的，其中以任意转速旋转的坐标系为最一般的情况，有了这种情况下的数学模型，要求出某一具体两相坐标系上的模型就比较容易了。,变换关系,设两相坐标d轴与三相坐标A轴的夹角为s，而ps=dqs为dq坐标系相对于定子的角转速，dqr为dq坐标系相对于转子的角转速。,图5-6任意两相坐标变换空间矢量,要把三相静止坐标系上的电压方程、磁链方程和转矩方程都变换到两相旋转坐标系上来，可以先利用3/2变换将方程式中定子和转子的电压、电流、磁链和转矩都变换到两相静止坐标系、上，然后再用旋转变换阵C2s/2r将这些变量变换到两相旋转坐标系dq上。,变换过程,ABC坐标系,坐标系,dq坐标系,3/2变换,C2s/2r,矢量控制思想的引入,异步电机的动态数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统，通过坐标变换，可以使之降阶并化简，但并没有改变其非线性、多变量的本质。需要高动态性能的异步电机调速系统必须在其动态模型的基础上进行分析和设计，但要完成这一任务并非易事。经过多年的潜心研究和实践，有几种控制方案已经获得了成功的应用，目前应用最广的就是按转子磁链定向的矢量控制系统。,直流电机交流电机表达式一表达式二,图5-7异步电机矢量图,三、矢量控制系统的基本思路,在坐标变换章节中已经阐明，以产生同样的旋转磁动势为准则，在三相坐标系上的定子交流电流iA、iB、iC，通过三相/两相变换可以等效成两相静止坐标系上的交流电流i、i，再通过同步旋转变换，可以等效成同步旋转坐标系上的直流电流id和iq。,如果观察者站到铁心上与坐标系一起旋转，他所看到的便是一台直流电机，可以控制使交流电机的转子总磁通r就是等效直流电机的磁通，如果把d轴定位于的方向上，称作M（Magnetization）轴，把q轴称作T（Torque）轴，则M绕组相当于直流电机的励磁绕组，im相当于励磁电流，T绕组相当于伪静止的电枢绕组，it相当于与转矩成正比的电枢电流。,把上述等效关系用结构图的形式画出来，便得到图5-8。从整体上看，输入为A，B，C三相电压，输出为转速，是一台异步电机。从内部看，经过3/2变换和同步旋转变换，变成一台由im和it输入，由输出的直流电机。,图5-8异步电动机的坐标变换结构图3/2三相/两相变换;VR同步旋转变换;M轴与轴（A轴）的夹角,异步电机的坐标变换结构图,既然异步电机经过坐标变换可以等效成直流电机，那么，模仿直流电机的控制策略，得到直流电机的控制量，经过相应的坐标反变换，就能够控制异步电机了。由于进行坐标变换的是电流（代表磁动势）的空间矢量，所以这样通过坐标变换实现的控制系统就叫作矢量控制系统（VectorControlSystem），控制系统的原理结构如下图所示。,矢量控制系统原理结构图,图5-9矢量控制系统原理结构图,在设计矢量控制系统时，可以认为，在控制器后面引入的反旋转变换器VR-1与电机内部的旋转变换环节VR抵消，2/3变换器与电机内部的3/2变换环节抵消，如果再忽略变频器中可能产生的滞后，则图5-9中虚线框内的部分可以完全删去，剩下的就是直流调速系统了。,设计控制器时省略后的部分,图5-10简化控制结构图,可以想象，这样的矢量控制交流变压变频调速系统在静、动态性能上完全能够与直流调速系统相媲美。,异步电机坐标变换结束，返回,按转子磁链定向的矢量控制方程及其解耦作用转子磁链模型转速、磁链闭环控制的矢量控制系统直接矢量控制系统,异步电动机的矢量控制系统,按转子磁链定向的矢量控制方程及其解耦作用,静止两相坐标系中的数学模型,异步电动机定子绕组是静止的，只要进行3/2变换就行了，而转子绕组是旋转的，必须通过3/2变换和两相旋转坐标系到两相静止坐标系的旋转变换，才能变换到静止两相坐标系。,3/2变换,对静止的定子三相绕组和旋转的转子三相绕组进行相同的3/2变换，变换后的定子坐标系静止，而转子坐标系则以的角速度逆时针旋转。,图定子及转子坐标系,转子旋转坐标变换,对图所示的转子坐标系作旋转变换，将坐标系顺时针旋转角，使其与定子坐标系重合，且保持静止。将旋转的转子坐标系变换为静止坐标系，意味着用静止的两相绕组等效代替原先转动的转子两相绕组。,转子旋转坐标变换阵,变换后的电压方程,变换后的磁链方程,变换后的转矩方程,旋转变换改变了定、转子绕组间的耦合关系，将相对运动的定、转子绕组用相对静止的等效绕组来代替，从而消除了定、转子绕组间夹角对磁链和转矩的影响。,转子旋转变换的优点,旋转变换的优点在于将非线性变参数的磁链方程转化为线性定常的方程，但却加剧了电压方程中的非线性耦合程度。将矛盾从磁链方程转移到电压方程中来了，并没有改变对象的非线性耦合性质。,任意旋转坐标系中的数学模型,更广义的坐标旋转变换是对定子坐标系和转子坐标系同时施行旋转变换，把它们变换到同一个旋转坐标系dq上。,图定子坐标系和转子坐标系变换到旋转坐标系dq,旋转变换阵,定子旋转变换阵为,转子旋转变换阵为,任意旋转变换,任意旋转变换是用旋转的绕组代替原来静止的定子绕组，并使等效的转子绕组与等效的定子绕组重合，且保持严格同步，等效后定、转子绕组间不存在相对运动。,变换后的电压方程,变换后的磁链方程,变换后的转矩方程,任意旋转变换,任意旋转变换保持定、转子等效绕组的相对静止，电压方程中旋转电势的非线性耦合作用更为严重，这是因为不仅对转子绕组进行了旋转变换，对定子绕组也施行了相应的旋转变换。,任意旋转变换,从表面上看来，任意旋转坐标系(dq)中的数学模型还不如静止两相坐标系()中的简单，实际上任意旋转坐标系的优点在于增加了一个输入量，提高了系统控制的自由度，磁场定向控制就是通过选择而实现的。完全任意的旋转坐标系无实际使用意义，常用的是同步旋转坐标系，将绕组中的交流量变为直流量，以便模拟直流电动机进行控制。,异步电动机在两相坐标系上的状态方程,以上讨论了用矩阵方程表示的异步电动机动态数学模型，其中既有微分方程（电压方程与运动方程），又有代数方程（磁链方程和转矩方程），本节讨论用状态方程描述的动态数学模型。,状态变量的选取,可选的状态变量变量分为5组：转速；定子电流；转子电流；定子磁链；转子磁链。转速作为输出必须选取，其余的4组变量可以任意选取两组，定子电流可以直接检测，应当选为状态变量，剩下的3组均不可直接检测或检测十分困难，考虑到磁链对电机的运行很重要，可以在定子磁链和转子磁链中任选1组。,为状态变量的状态方程,dq坐标系上的转矩公式,为状态变量的状态方程,dq坐标系上状态方程,为状态变量的状态方程,dq坐标系上状态变量,dq坐标系上输入变量,为状态变量的状态方程,，任意旋转坐标退化为静止两相坐标系，静止两相坐标系中状态方程,为状态变量的状态方程,坐标系上状态变量,坐标系上输入变量,为状态变量的状态方程,dq坐标系上状态方程,磁链变了,为状态变量的状态方程,dq坐标系上状态变量,dq坐标系上输入变量,为状态变量的状态方程,，任意旋转坐标退化为静止两相坐标系，静止两相坐标系中状态方程,异步电动机按转子磁链定向的矢量控制系统,通过坐标变换和按转子磁链定向，可以得到等效的直流电动机模型，在按转子磁链定向坐标系中，用直流机的方法控制电磁转矩与磁链，然后将转子磁链定向坐标系中的控制量经逆变换得到三相坐标系的对应量，以实施控制。由于变换的是矢量，所以坐标变换也可称作矢量变换，相应的控制系统称为矢量控制（VectorControl简称VC）系统。,按转子磁链定向同步旋转坐标系mt中的状态方程,令dq坐标系与转子磁链矢量同步旋转，且使得d轴与转子磁链矢量重合，即为按转子磁链定向同步旋转坐标系mt。由于m轴与转子磁链矢量重合，则,按转子磁链定向同步旋转坐标系mt中的状态方程,为了保证m轴与转子磁链矢量始终重合，必须使,按转子磁链定向同步旋转坐标系mt中的状态方程,（5-68）,mt坐标系的旋转角速度,由,导出mt坐标系的旋转角速度为,将坐标系旋转角速度与转子转速之差定义为转差角频率,电磁转矩、转子磁链,按转子磁链定向同步旋转坐标系mt中的电磁转矩,按转子磁链定向同步旋转坐标系mt中的转子磁链,等效直流电动机,异步电动机按转子磁链定向同步旋转坐标系mt中的数学模型与直流电动机的数学模型完全一致，或者说，若以定子电流为输入量，按转子磁链定向同步旋转坐标系中的异步电动机与直流电动机等效。,定子电流两个分量的解耦,通过按转子磁链定向，将定子电流分解为励磁分量和转矩分量，使转子磁链仅由定子电流励磁分量产生，而电磁转矩正比于转子磁链和定子电流转矩分量的乘积，实现了定子电流两个分量的解耦。因此，按转子磁链定向同步旋转坐标系中的异步电动机数学模型与直流电动机动态模型相当。,电流解耦数学模型的结构,图5-11异步电动机矢量变换与电流解耦数学模型,按照矢量控制系统原理结构图模仿直流调速系统进行控制时，可设置磁链调节器AR和转速调节器ASR分别控制r和，如图5-12所示。为了使两个子系统完全解耦，除了坐标变换以外，还应设法抵消转子磁链r对电磁转矩Te的影响。,图5-12矢量控制系统原理结构图,比较直观的办法是，把ASR的输出信号除以r，当控制器的坐标反变换与电机中的坐标变换对消，且变频器的滞后作用可以忽略时，此处的（r）便可与电机模型中的（r）对消，两个子系统就完全解耦了。这时，带除法环节的矢量控制系统可以看成是两个独立的线性子系统，可以采用经典控制理论的单变量线性系统综合方法或相应的工程设计方法来设计两个调节器AR和ASR。,?,应该注意，在异步电机矢量变换模型中的转子磁链r和它的定向相位角都是实际存在的，而用于控制器的这两个量都难以直接检测，只能采用观测值或模型计算值，在图5-12中冠以符号“”以示区别。,解耦条件,因此，两个子系统完全解耦只有在下述三个假定条件下才能成立：转子磁链的计算值等于其实际值r；转子磁场定向角的计算值等于其实际值；忽略电流控制变频器的滞后作用。,四、转子磁链模型,要实现按转子磁链定向的矢量控制系统，很关键的因素是要获得转子磁链信号，以供磁链反馈和除法环节的需要。开始提出矢量控制系统时，曾尝试直接检测磁链的方法，一种是在电机槽内埋设探测线圈，另一种是利用贴在定子内表面的霍尔元件或其它磁敏元件。,从理论上说，直接检测应该比较准确，但实际上这样做都会遇到不少工艺和技术问题，而且由于齿槽影响，使检测信号中含有较大的脉动分量，越到低速时影响越严重。因此，现在实用的系统中，多采用间接计算的方法，即利用容易测得的电压、电流或转速等信号，利用转子磁链模型，实时计算磁链的幅值与相位。利用能够实测的物理量的不同组合，可以获得多种转子磁链模型，具体见书中P106。,五、转速、磁链闭环控制的矢量控制系统直接矢量控制系统,如前所述，在矢量控制系统中，主要依赖于对转子磁链的检测和观察，不同的磁链观察模型，需要对不同基本量（电压、电流、转速及指令参数等）的检测，因而构成了各种矢量控制系统,电流控制变频器,电流控制变频器可以采用如下两种方式：电流滞环跟踪控制的CHBPWM变频器（图5-13a），带电流内环控制的电压源型PWM变频器（图5-13b）。带转速和磁链闭环控制的矢量控制系统又称直接矢量控制系统。,（1）电流滞环跟踪控制的CHBPWM变频器,图5-13a电流控制变频器,（2）带电流内环控制的电压源型PWM变频器,图5-13b电流控制变频器,（3）转速磁链闭环微机控制电流滞环型PWM变频调速系统,另外一种提高转速和磁链闭环控制系统解耦性能的办法是在转速环内增设转矩控制内环，如下图5-14所示。图中，作为一个示例，主电路采用了电流滞环跟踪控制的CHBPWM变频器。,电流滞环型PWM变频器,图5-14带转矩内环的转速、磁链闭环矢量控制系统,工作原理,转速正、反向和弱磁升速，磁链给定信号由函数发生程序获得。转速调节器ASR的输出作为转矩给定信号，弱磁时它还受到磁链给定信号的控制。在转矩内环中，磁链对控制对象的影响相当于一种扰动作用，因而受到转矩内环的抑制，从而改造了转速子系统，使它少受磁链变化的影响。,磁链开环转差型矢量控制系统间接定向,采用磁链开环的控制方式，无需转子磁链幅值，但对于矢量变换而言，仍然需要转子磁链的位置信号。由此可知，转子磁链的计算仍然不可避免，如果利用给定值间接计算转子磁链的位置，可简化系统结构，这种方法称为间接定向。,间接定向的特点,用定子电流转矩分量和转子磁链计算转差频率给定信号，,将转差频率给定信号加上实际转速，得到坐标系的旋转角速度，经积分环节产生矢量变换角，实现转差频率控制功能。,磁链开环转差型矢量控制系统,图磁链开环转差型矢量控制系统,磁链开环转差型矢量控制系统,间接定向的矢量控制系统借助于矢量控制方程中的转差公式，构成转差型的矢量控制系统。它继承了基于稳态模型转差频率控制系统的优点，又利用基于动态模型的矢量控制规律克服了它大部分的不足之处。,矢量控制系统的特点,按转子磁链定向，实现了定子电流励磁分量和转矩分量的解耦，需要电流闭环控制。转子磁链系统的控制对象是稳定的惯性环节，可以采用磁链闭环控制，也可以是开环控制。,矢量控制系统的特点,采用连续的PI控制，转矩与磁链变化平稳，电流闭环控制可有效地限制起、制动电流。,矢量控制系统存在的问题,转子磁链计算精度受易于变化的转子电阻的影响，转子磁链的角度精度影响定向的准确性。需要矢量变换，系统结构复杂，运算量大。,异步电动机的矢量控制系统结束，返回,5、三相异步电动机的矢量控制实战,一、系统结构,磁链开环矢量控制系统结构图,/-clarkandpartconvert-IsAlpha=(long)Isa*(long)ThreeDivide2Q1414;IsBeta=(long)Isa*(long)Sqrt3Divide2Q14+(long)Isb*(long)Sqrt3Q1414;/-lookupsintableforsinandcos-if(thita_axis15;IsQ=-(long)IsAlpha*(long)SinThita+(long)IsBeta*(long)CosThita15;/IsQ=-IsQ;EDC=(Udc3)/76;,电机参数为：,转子电阻,漏感感抗,互感感抗,因此，,近似认为,PI_Controller(,转子时间常数,磁链闭环型矢量控制系统结构图,控制软件由主程序和五个中断服务程序组成。,主程序主要负责单片机的系统初始化以及各个变量的初始化以及实时性要求不高的事件；中断服务子程序包括：通信中断服务子程序，PWM中断服务子程序，A/D采用中断服务子程序，测速定时中断，测速捕抓中断。矢量控制算法实时性要求高，因此算法各个子模块都分布在各中断中，主程序循环只处理一些实时性要求不高的事件。主程序流程图见图。,主程序流程图,二、初始化,英飞凌单片机可以使用DAVE软件自动生成模块驱动代码。DAVE（DigitalApplicationVirtualEngineer）的主要功能是对英飞凌单片机的各模块进行初始化，同时也能实行中断控制。可自动生成C代码。另外DAVE还结合了日前最常用的编译器像Keil,Tasking等。能够直接提供一个完整的软件接口。使用DAVE不仅可以大大缩短开发时间.同时也增强了工程开发的一致性，省去了不必要的重复劳动。如下图是DAVE的界面。,使用DAVE可以很快的初始化控制程序，并生成C程序框架。只要用户自定义代码写在模版代码的适当位置，还可以在程序编写过程中修改初始化内容，而不影响用户自定义代码。,1、系统初始化：voidmain(void)MAIN_vInit();voidMAIN_vInit(void)/initializestheParallelPortsIO_vInit();/initializestheGeneralPurposeTimerUnit(GPT1)GPT1_vInit();/initializestheCapture/CompareUnit2(CAPCOM2)CC2_vInit();/initializestheCapture/CompareUnit6(CCU6)CCU6_vInit();/initializestheAnalog/DigitalConverter(ADC)ADC_vInit();/initializestheTwinCANModule(CAN)CAN_vInit();/initializestheInterruptController(INT)INT_vInit();/USERCODEBEGIN(Init,3)/USERCODEEND/globallyenableinterruptsPSW_IEN=1;/EndoffunctionMAIN_vInit,转子磁链给定值的估算因为,ACMR.Kp=2000;ACMR.Ki=1;ACMR.Saturation=0 x12BFED4;ACMR.IntK=0;ACTR.Kp=2000;ACTR.Ki=1;ACTR.Saturation=0 x12BFED4;ACTR.IntK=0;ASR.Kp=400;ASR.Ki=1;ASR.Saturation=0 x265FD9A;ASR.IntK=0;QEP_Init(/(Q8)/-,IsD_ref=1021;/1021=1.99426*29IsD_ref(Q9)磁链开环给定值,2、用户初始化,相电压峰值与线电压关系,所以,近似认为,Fcpu=20M,T12_PR=(1/2)fcpu*(1/5000),500658=12288/（2*）*28转换关系=360度/2=6*2048/2=12288/22048代表60度,Delta_Thita_long=(long)k_delta_thita*(long)Omega_1_long15;,Q7,Q8,Q16,Q15,IsAlpha=(long)Isa*(long)ThreeDivide2Q1414;,Q9根据模数来确定,IsQ_ref的反馈,小量程：硬件系数：,因此，,经过AD转后以后得到的值为：,所以，总的电流放大倍速为：,硬件系数（采用LTSR6-NP）：,因此，,经过AD转后以后得到的值为：,所以，总的电流放大倍速为：,(long)Isa,Q9,加8次,if(thita_axis_long=Degree360_long)thita_axis_long=thita_axis_long-Degree360_long;elseif(thita_axis_long16;/-forcloseloop-Thita=thita_axis+Thita_dq;if(Thita=Degree360)Thita=Thita-Degree360;elseif(Thita11;Thita_in_sector=Thita%Degree60;Sin_value1=SinTableThita_in_sector;Int_Tmep_value1=Degree60-Thita_in_sector;Sin_value2=SinTableInt_Tmep_value1;if(MD4096)MD=4096;Tm=(long)MD*(long)Sin_value115;Tl=(long)MD*(long)Sin_value215;Tm=(long)T12_PR*(long)Tm12;Tl=(long)T12_PR*(long)Tl12;switch(Sector)case0:TA=T12_PR-Tl-Tm1;TB=TA+Tl;TC=TB+Tm;break;case1:TB=T12_PR-Tl-Tm1;TA=TB+Tm;TC=TA+Tl;break;,case2:TB=T12_PR-Tl-Tm1;TC=TB+Tl;TA=TC+Tm;break;case3:TC=T12_PR-Tl-Tm1;TB=TC+Tm;TA=TB+Tl;break;case4:TC=T12_PR-Tl-Tm1;TA=TC+Tl;TB=TA+Tm;break;case5:TA=T12_PR-Tl-Tm1;TC=TA+Tm;TB=TC+Tl;break;if(TAT12_PR)TA=T12_PR;CCU6_CC60SR=TA;CCU6_CC61SR=TB;CCU6_CC62SR=TC;CCU6_vEnableShadowTransfer_CCU6_TIMER_12();,直流侧电压,Ud与Uq的合成值,一个开关周期是T12_PR,第扇区：,case0:TA=T12_PR-Tl-Tm1;TB=TA+Tl;TC=TB+Tm;,MD=(long)Us_value*(long)4096/(long)ED;Sector=Thita11;Thita_in_sector=Thita%Degree60;Sin_value1=SinTableThita_in_sector;Int_Tmep_value1=Degree60-Thita_in_sector;Sin_value2=SinTableInt_Tmep_value1;,注意：采用零矢量分布实现方法,constintED=0 x1D1;,直流母线电压,调制深度,其中,以此类推，可以得到其他扇区中的转换关系，如表所示。,两种常用的SVPWM实现方法。零矢量集中的实现方法:按照对称原则，将两个基本电压矢量、的作用时间、平分为二后，安放在开关周期的首端和末端，把零矢量的作用时间放在开关周期的中间，并按开关次数最少的原则选择零矢量。零矢量分布的实现方法:将零矢量平均分为4份，在开关周期的首、尾各放1份，在中间放两份，将两个基本电压矢量、的作用时间、平分为二后，插在零矢量间，按开关损耗较小的原则，首、尾的零矢量取，中间的零矢量取。SVPWM的顺序和作用时间为：、，见图4-25。,RP_transformationRP变换,voidRP_transformation(Ud,Uq)longTmep_value1=0;unsignedintInt_Tmep_value1;unsignedintInt_Tmep_value2;Int_Tmep_value1=abs(Ud);Int_Tmep_value2=abs(Uq);if(Ud=0)if(Uq=0)Us_value=0;/位于坐标原点Thita_dq=0;elseif(Uq0)Us_value=Int_Tmep_value2;/位于y轴正半轴Thita_dq=Degree90;elseUs_value=Int_Tmep_value2;/位于Y轴负半轴Thita_dq=Degree270;,elseif(Ud0)if(Uq=0)Us_value=Int_Tmep_value1;/位于X轴正半轴Thita_dq=Degree0;elseif(Uq0)if(Int_Tmep_value1=Int_Tmep_value2)Us_value=(long)Int_Tmep_value2*(long)SQRT210;Thita_dq=Degree45;elseif(Int_Tmep_value113;/Us_va