DSP9-应用系统.ppt

第九章F28335的应用系统设计,(一)、F28335最小系统设计,(二)、逆变器常用拓扑及发波控制,(三)、永磁同步电动机驱动控制器的设计,(一)、F28335最小系统设计,2020/5/22,3,一、F28335芯片,F28335的最小系统主要包括：F28335芯片、电源电路、复位电路、时钟电路和JTAG接口电路。,2020/5/22,4,二、电源芯片,电源芯片TPS54386PWP产生出的3.3V和1.8V双电压输出供电。,2020/5/22,5,三、复位电路,采用看门狗故障监测芯片STM706SM6F构成复位电路。,2020/5/22,6,四、时钟电路,采用30MHz有源晶振构成时钟电路。,2020/5/22,7,五、JTAG接口电路,标准的JTAG接口电路如下所示。,2020/5/22,8,六、其他,可根据实际功能需要扩展各种应用电路，如ADC模块2.048V参考电压电路如下所示。,2020/5/22,9,六、其他,SCI模块电路如下所示。,2020/5/22,10,六、其他,旋转变压器解码芯片参考电路如下所示。,(二)、逆变器拓扑结构及发波控制,一、单相半桥电路,二、单相全桥电路,三、三相桥式电路,2020/5/22,12,一、单相半桥电路,单相半桥电路是最基本的逆变电路。,1、单相半桥电路拓扑,2020/5/22,13,一、单相半桥电路,单相半桥电路既可采用单极性调制也可采用双极性调制。单、双极性调制的根本区别在于正弦调制波在半个周期内脉冲电压为正或为负还是在正负之间交替出现。单极性SPWM调制，在调制波的半个周期内电压脉冲序列只在正电压、零电压或负电压、零电压变化。,2、单相半桥电路调制方法,2020/5/22,14,一、单相半桥电路,单相半桥单极性SPWM控制的DSP寄存器初始化如下所示。,2、单相半桥电路调制方法-单极性SPWM,2020/5/22,15,一、单相半桥电路,2、单相半桥电路调制方法-单极性SPWM,2020/5/22,16,一、单相半桥电路,2、单相半桥电路调制方法单极性SPWM发波程序流程,2020/5/22,17,一、单相半桥电路,2、单相半桥电路调制方法-单极性SPWM发波程序流程,其中：寄存器EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA对应的输出引脚作为S1的驱动；寄存器EPwm3Regs.CMPA.half.CMPA对应的输出引脚作为S2的驱动；S1、S2的驱动电平均为高有效；分别为调制波正、负半周的PWM调制系数，对应公式如下：,上述公式中，UDCup、UDCdn分别为正、负半轴母线电压；Uout为交流输出的额定电压；TBPR为时钟T1的周期值，由于选用的是连续递增/递减模式，则该值可以按下式计算。,2020/5/22,18,一、单相半桥电路,2、单相半桥电路调制方法双极性SPWM,单极性PWM调制的输出电压中、高次谐波分量较小；双极性调制能得到正弦输出电压波形，但其代价是产生了较大的开关损耗。使用DSP控制也很方便，相关的寄存器设置可参考单极性调制的初始化设置。,2020/5/22,19,一、单相半桥电路,2、单相半桥电路调制方法双极性SPWM发波程序流程,寄存器EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA对应的输出引脚作为S1的驱动；寄存器EPwm2Regs.CMPB对应的输出引脚作为S2的驱动；S1、S2的驱动电平均为高有效；iKpwm为调制波的PWM调制系数，对应公式如下：,UDC为母线电压，可看做UDCup+UDCdn；Uout为交流输出的额定电压；TBPR为时钟周期值，由于选用的是连续递增/递减模式，则该值计算同单极性SPWM公式（9-3）。,2020/5/22,20,二、单相全桥电路,1、单相全桥电路拓扑,当S1、S4同时导通，Uo=Ui/2；当S2、S3同时导通，Uo=-Ui/2，电压电流波形与图9.10类似。与半桥结构不同的是：相同母线电压的情况下，全桥结构开关器所输出的电压幅值为半桥结构的一倍。,2020/5/22,21,二、单相全桥电路,2、单相全桥电路调制方法单极性SPWM,与单相半桥电路相比，四个开关器件需要引入方向控制信号。本例中将S1、S2分别作为正、负半周的PWM调制信号，S3、S4分别作为正、负半周的方向导通信号，分析过程请参见图9.15。,2020/5/22,22,二、单相全桥电路,2、单相全桥电路调制方法单极性SPWM,DSP中PWM模块的初始化方式与单相半桥单极性类似，不同的是需增加2个输出引脚用以驱动额外的开关器件，可参考下表所示的DSP的引脚配置表。,2020/5/22,23,二、单相全桥电路,2、单相全桥电路调制方法双极性SPWM,与单相全桥单极性相比，S3、S4不再作为方向导通信号，而是与对角的S2、S1的驱动波形一致，如下图所示，PWM模块的初始化方式同单相半桥。,2020/5/22,24,二、单相全桥电路,2、单相全桥电路调制方法双极性SPWM,需注意在PWM模块死区设置过程中，需要考虑所选择开关器件的导通、关断时间，从而将同一桥臂的死区时间设置合理。DSP的引脚配置表可参考下表。,2020/5/22,25,三、三相桥式电路,1、三相桥式电路拓扑,三相桥式电路是构成变频器、UPS不间断供电电源、伺服控制器等电压型逆变器，以及光伏发电、风能发电、APF有源滤波器等电流型逆变器最常见的拓扑结构。,2020/5/22,26,三、三相桥式电路,2、三相桥式电路调制技术-正弦脉宽调制技术（SPWM）,三相桥式电路一般有两种发波方式：正弦脉宽调制（SPWM）和空间矢量调制（SVPWM）。对于SPWM数字控制，可将三个桥臂独立控制。为保证三相对称，三个载波的角度差为120，同样的三相SPWM调制必然也会存在载波和调制波，按照载波与调制波的频率调整可三种方式：同步调制方式、异步调制方式和分段同步调制方式，一般在低频段，用异步控制，其它频段，用同步控制。,2020/5/22,27,三、三相桥式电路,一般而言，数字控制中常采用异步控制方式，为消除偶次谐波、消除输出电压的余弦分量，载波比m=3n(n取值为奇数)。,2020/5/22,28,三、三相桥式电路,由于三相控制方式需要用到6路PWM，根据F28335的PWM模块的设计特点，模块的同步方式设置步骤如下所示。,EPwm1Regs.TBCTL.bit.SYNCOSEL=TB_CTR_ZERO;/PWM1过零发同步信号EPwm2Regs.TBCTL.bit.SYNCOSEL=TB_SYNC_IN;EPwm3Regs.TBCTL.bit.SYNCOSEL=TB_SYNC_IN;EPwm4Regs.TBCTL.bit.SYNCOSEL=TB_SYNC_IN;EPwm5Regs.TBCTL.bit.SYNCOSEL=TB_SYNC_IN;EPwm6Regs.TBCTL.bit.SYNCOSEL=TB_SYNC_IN;EPwm1Regs.TBCTL.bit.PHSEN=TB_DISABLE;/禁止相位同步EPwm2Regs.TBCTL.bit.PHSEN=TB_ENABLE;EPwm3Regs.TBCTL.bit.PHSEN=TB_ENABLE;EPwm4Regs.TBCTL.bit.PHSEN=TB_ENABLE;EPwm5Regs.TBCTL.bit.PHSEN=TB_ENABLE;EPwm6Regs.TBCTL.bit.PHSEN=TB_ENABLE;,2020/5/22,29,三、三相桥式电路,本例中的DSP的资源配置表可参考下表。其中EPWM1模块互补的两个输出作为A桥臂上管、下管的驱动；EPWM2两个输出作为B桥臂的驱动；EPWM3两个输出作为C桥臂的驱动。,2020/5/22,30,三、三相桥式电路,三相桥式SPWM的C语言发波算法如下所示，其中i16VaAct、i16VbAct、i16VcAct分别为三相相差120的调制波；iUd和iUq分别是双环控制输出的d轴、q轴分量。除作用量定标为Q12外，其余系数的定标为Q10。,/旋转/静止变换iAlpha=(iUd*iCosRef-iUq*iSinRef)10;iBeta=(iUd*iSinRef+iUqiCosRef)10;/2-3变换i16VaAct=iAlpha；i16VbAct=(-iAlpha*K1Div2_Cnst)+(iBeta*KSqrt3Div2_Cnst)10;i16VcAct=(-iAlpha*K1Div2_Cnst)-(iBeta*KSqrt3Div2_Cnst)10;/发波系数折算i16VaAct=(i16VaAct*i16Kpwm10);i16VbAct=(i16VbAct*i16Kpwm10);i16VcAct=(i16VcAct*i16Kpwm10);,2020/5/22,31,三、三相桥式电路,/发波值调整i16VaAct+=(i16T1Period1);/CMPR1=i16T1Period/2+i16VaActi16VbAct+=(i16T1Period1);/CMPR2=i16T1Period/2+i16VbActi16VcAct+=(i16T1Period1);/CMPR3=i16T1Period/2+i16VcAct/限幅处理i16Temp1=i16T1Period-100;i16Temp2=100;LMT16(i16VaAct,i16Temp1,i16Temp2);LMT16(i16VbAct,i16Temp1,i16Temp2);LMT16(i16VcAct,i16Temp1,i16Temp2);/全比较寄存器赋值EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA=i16VaAct;EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA=i16VbAct;EPwm3Regs.CMPA.half.CMPA=i16VcAct;,2020/5/22,32,三、三相桥式电路,2、三相桥式电路调制技术-空间矢量调制（SVPWM）,与传统的正弦PWM不同，它是从三相输出电压的整体效果出发，着眼于如何使电机获得理想圆形磁链轨迹。SVPWM技术与SPWM相比较，使得电机转矩脉动降低，旋转磁场更逼近圆形，大大的提高了直流母线电压的利用率，且更易于实现数字化。（1）SVPWM的基本原理设逆变器输出的三相相电压分别为UA(t)、UB(t)、UC(t)，则：,2020/5/22,33,三、三相桥式电路,假设a、b、c分别代表3个桥臂的开关状态。当上桥臂开关管的“开”状态时，开关状态是1；当下桥臂开关管的“开”状态时，开关状态是0。三个桥臂只有“1”和“0”两种状态。因此就形成了000，001，010，011，100，101，110，111共八种状态。000和111的状态时的逆变器的输出电压为零，称为零状态。开关向量abcT和逆变器输出的线电压UABUBCUCAT和相电压UAUBUCT间的关系分别用下式表示。,2020/5/22,34,三、三相桥式电路,上两式中，Ui为直流母线电压。将数值带入式中，可分别求出八个矢量，这八个矢量就称为基本电压空间矢量，根据其相位角的不同命名为：0000、U0、U60、U120、U180、U240、U300、0111。其中0000、0111被称为零向量。基本电压空间矢量和参考矢量如图9.20所示。将图9.20划分为六个区域，称为扇区，依次为、和扇区。,2020/5/22,35,三、三相桥式电路,常在空间矢量控制中进行三种坐标系的变换：A-B-C坐标系、-坐标系和d-q坐标系。其中-坐标系中，选择轴和A-B-C坐标系中的A轴重合，轴超前于轴90，它也是一种静止坐标系；d-q坐标系中，选择d轴位于转子磁链的轴线上，q轴超前于d轴90，此坐标系与转子一起以转子角速度旋转，为一种旋转坐标系。,2020/5/22,36,三、三相桥式电路,一般将A-B-C三相静止坐标系中的电压、电流变换到-两相平面直角坐标系中的变换叫做Clarke变换，也叫3/2变换；而将-两相平面直角坐标系中的电压、电流量变换到d-q两相旋转坐标系中的变换叫做Park变换，也叫交/直变换，其反变换常叫做Park逆变换。,2020/5/22,37,三、三相桥式电路,当逆变器六个非零基本电压空间矢量分别依次单独输出后，电子磁链矢量的矢端的运动轨迹就是一个正六边形。要获得圆形旋转磁场，可以通过获得一个正多边形来实现。显然，正多边形的边越多，越近似于圆形旋转磁场。但是非零的基本空间矢量只有六个，如果想获得尽可能多的多边形旋转磁场，可以利用六个非零的基本电压空间矢量的线性时间组合得到更多的开关状态。,电压空间矢量的线性组合如下图所示。图中，两个相邻的基本电压空间矢量分别用Ux和Uy代表；输出电压矢量用Uout来表示，其幅值由矢量的长短来体现，输出正弦电压的角速度就是其旋转角速度。,2020/5/22,38,三、三相桥式电路,由Ux和Uy的线性时间组合可以来合成Uout，即为t1/Tpwm倍的Ux和t2/Tpwm倍的Uy的合成矢量和，见下式。,式中，t1和t2分别为Ux、Uy的作用时间，Tpwm代表Uout的作用时间。以此类推，下一个Tpwm周期内，用与前面一次不同的作用时间t1和t2来完成Ux和Uy的线性组合，且要保证合成的新电压空间矢量Uout与原有的输出Uout幅值相等。依次往复下去，在Tpwm所取的时间足够小时，输出电压空间矢量的运动轨迹便可以形成一个近似圆形的正多边形。,2020/5/22,39,三、三相桥式电路,（2）SVPWM的算法过程SVPWM的控制算法分为三步：扇区号的确定，作用时间的计算和PWM波形的合成。扇区号的确定,则扇区号可表示为：P=sign(Uref1)+2sign(Uref2)+4sign(Uref3)，其中sign()为符号函数。,2020/5/22,40,三、三相桥式电路,（2）SVPWM的算法过程作用时间计算,2020/5/22,41,三、三相桥式电路,（2）SVPWM的算法过程三相PWM波形合成以7段SVPWM发波为例，各个扇区的比较值赋值如下表所示。其中NT3=(Tpwm-Tx-Ty)/2；NT2=NT3+Ty；NT1=NT2+Tx。,2020/5/22,42,三、三相桥式电路,（3）SVPWM的例程分析DSP的PWM模块初始化设置与SPWM初始化相同，SVPWM发波程序参考如下。,/旋转-静止变换iAlpha=(iUd*iCosRef-iUq*iSinRef)10;iBeta=(iUd*iSinRef+iUq*iCosRef)10;/计算参考轴Uref1=iBeta;Uref2=(iAlpha*KSqrt3Div2_Cnst-iBeta*K1Div2_Cnst)10;Uref3=(-iAlpha*KSqrt3Div2_Cnst-iBeta*K1Div2_Cnst)10;/扇区号计算iVector_Number=sign(Uref1)+(sign(Uref2)12);Uref2=abs(Uref2*iKSVPWM)12);Uref3=abs(Uref3*iKSVPWM)12);/计算两个矢量作用时间,Tx为扇区后矢量作用时间,Ty为扇区前矢量作用时间,2020/5/22,43,三、三相桥式电路,switch(iVector_Number)case0:case1:/1扇区Tx=Uref2;Ty=Uref3;break;case2:/2扇区Tx=Uref3;Ty=Uref1;break;case3:/3扇区Tx=Uref2;Ty=Uref1;break;,（3）SVPWM的例程分析,2020/5/22,44,三、三相桥式电路,case4:/4扇区Tx=Uref1;Ty=Uref2;break;case5:/5扇区Tx=Uref1;Ty=Uref3;break;case6:/6扇区Tx=Uref3;Ty=Uref2;break;,（3）SVPWM的例程分析,2020/5/22,45,三、三相桥式电路,/饱和处理，Tx+Tyi16T1Period)iSaturation=(i16T1Period10;Ty=(Ty*iSaturation)10;NT3=(i16T1Period-Tx-Ty)1);/T0/2NT2=NT3+Ty;/T0/2+TyNT1=NT2+Tx;/T0/2+Ty+TxLMT16(NT3,i16T1Period-100,100);LMT16(NT2,i16T1Period-100,100);LMT16(NT1,i16T1Period-100,100);,（3）SVPWM的例程分析,2020/5/22,46,三、三相桥式电路,/三相PWM发波合成switch(iVector_Number)case1:/1扇区EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA=NT2;EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA=NT1;EPwm3Regs.CMPA.half.CMPA=NT3;break;case2:/2扇区EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA=NT1;EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA=NT3;EPwm3Regs.CMPA.half.CMPA=NT2;break;case3:/3扇区EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA=NT1;EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA=NT2;EPwm3Regs.CMPA.half.CMPA=NT3;break;,（3）SVPWM的例程分析,2020/5/22,47,三、三相桥式电路,case4:/4扇区EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA=NT3;EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA=NT2;EPwm3Regs.CMPA.half.CMPA=NT1;break;case5:/5扇区EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA=NT3;EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA=NT1;EPwm3Regs.CMPA.half.CMPA=NT2;break;case6:/6扇区EPwm1Re