基于单片机控制的DC-DC变换器的设计

目录第一章 绪论11.1 系统背景11.1.1 绿色节能型开关电源11.1.2 智能化数字电源11.1.3 可编程开关电源21.2 电源技术的发展与方向21.2.1 线性电源和开关电源21.2.2 电源技术的发展方向31.2.3 开关电源的市场前景和研究现状4第二章 系统的总体设计52.1 方案论证52.1.1 DC-DC主回路拓扑结构52.1.2 控制方法及实现方案62.2 主体思路62.3 软件设计思路82.3.1软件系统的逻辑控制92.3.2软件系统的结构92.4软件设计部分概述92.4.1 程序设计方法102.4.2 软件设计步骤10第三章 系统硬件设计113.1 隔离式高频开关电源113.2 输入电路设计123.2.1 电压整流技术123.2.2 输入滤波电容123.2.3 输入浪涌保护器件133.2.4 输入尖峰电压保护143.3 功率变换电路设计143.3.1 隔离全桥推挽变换电路143.3.2 推挽式变压器开关电源储能滤波电感参数的计算163.3.3磁芯的选择193.3.4计算脉冲信号的最大占空比D193.3.5计算一次绕组的电感量L203.3.6确定一次绕组的匝数N203.3.7确定自馈绕组N和二次绕组的匝数203.3.8计算空气隙213.3.9设计注意事项213.4 功率管MOSFET及其驱动213.4.1 功率管MOSFET213.4.2 驱动电路233.4.3 死区时间的设计273.5 输出电路设计283.5.1 PWM滤波电路设计283.5.2 检测保护电路设计303.6 PWM控制电路313.6.1 TL494的结构和性能313.6.2 输出电压直接分压作为误差放大器的输入343.7 单片机控制模块353.7.1 C8051F350系列单片机特点353.7.3 STC12C5616AD特点373.7.4 STC12C5616AD应用373.7.6 可调式精密并联稳压器TL431393.7.7 单片机双机串行通信403.8 人机交换模块413.8.1编码电位器输入模块413.8.2 LED显示器的显示方式423.8.3 数码管显示电路原理423.8.3 74HC595芯片性能42第五章 系统调试434.1 系统调试434.1.1 系统调试的一般步骤44第六章 总结与建议46结束语47致谢49附录1部分程序代码50附录2硬件附图57第一章 绪论1.1 系统背景开关电源已有几十年的发展历史。1955年发明的自激推挽式晶体管单变压器直流变换器，率先实现了高频转换控制功能；1957年发明的自激推挽式双变压器，1964提出的无工频变压器式开关电源设计方案，有力地推动了开关电源技术进步。1977年脉宽调制（PWM）控制器集成电路的问世，1994年单片开关电源的问世，为开关电源的推广和普及创造了条件。与此同时，开关电源的频率也从最初的20KHz提高到几千赫兹至几兆赫兹。目前，开关电源正朝高效节能，安全环保、短、小、轻、薄的方向发展。各种新技术、新工艺和新器件如雨后春笋，不断问世，开关电源的应用也日益普及。1.1.1 绿色节能型开关电源 目前，国外许多著名的IC厂家都在大力开发低功耗，节能型开关电源集成电路。例如，美国PI公司采用EcoSmart节能技术，开发的TOPSwitch-GX等系列的单片开关电源。PI公司最近宣布，由于使用该公司EcoSmar技术的单片开关电源IC，可为全球消费者节约大约20亿美元大的电费。荷兰Philips公司推出的TEA1520等系列的绿色芯片，都将高效节能放在重要位置。与此同时，绿色节能电源的国际标准也被普遍采用。例如，美国早在1992年就制定了“能源之星”计划，以降低开关电源的空载功耗。美国加州能源委员会（CEC）制定的强制性节能标准已从2006年7月1日开始执行，它要求电子产品必须大幅降低待机功耗和空载功耗。1.1.2 智能化数字电源21世纪初问世的智能数字电源系统以其优良特性和完备的监控功能，越来越引起人们的关注。数字电源提供了智能化的适应性与灵活性，具备直接监控，处理并适应系统条件的能力，能满足任何复杂的电源要求。此外，数字电源还可以通过远程诊断来确保系统长期工作的可靠性，包括故障管理，过电流保护以及避免停机等。数字电源的推广，为实现智能化电源系统的优化设计创造了有力条件。数字电源的特点有下面几点。它是以数字信号处理器（DSP）或微控制器（MCU）为核心，采用“整合数字电源”技术实现了开关电源中模拟组件与数字组件的优化组合。能充分发挥数字信号处理器及微控制器的优势，使所设计的数字电源达到高技术指标。便于构成分布式数字电源系统。1.1.3 可编程开关电源可调式开关电源都是通过手动调节电阻值来改变稳压器输出电压的，不仅调节精度低，而且使用不够方便，数字电位器（Digital Potentiometer）亦称数控电阻器（Digitally Controlled Potentiometer），可简称为DCP。利用数字电位器代替可调电阻，可构成由计算机控制的可编程开关电源。1.2 电源技术的发展与方向1.2.1 线性电源和开关电源线性稳定电源，其特点是:它的功率器件调整管工作在线性区，靠调整管之间的电压降来稳定输出，稳定性高，纹波小，可靠性高，易做成多路、输出连续可调的成品。线性电源的主要问题在于：输出精度低、效率低、散热问题大以及很难在一个通用的输入电压范围内工作，但最主要的缺陷还是在体积和重量上。通过输入调整器可以使输出精度增加，但这更增加功率消耗，并使效率更低。线性电源要达到50%的效率就不容易了，这些白白消耗掉的功率还带来散热问题。如果要使线性电源在一个通用输入电压范围(85V265VAC)工作，会导致线性电源的效率更低。开关电源就是开关型直流稳压电源，它的电路形式要有单端反激式、单端正激式、半桥式、推挽式和全桥式。它和线性电源的根本区别在于它的变压器不工作在工频上，而是工作在几十千赫兹到几兆赫兹频率上。功率开关管工作在饱和区截止区，即工作在开关状态，开关电源因此而得名。开关电源的优点是体积小，重量轻，稳定可靠。多年来，由于技术上的障碍(高压，大功率)，开关电源集成电路在集成化上一直因一种电流模式PWM开关电源控制器的设计得不到很大的进步。但是最近这几年，大规模和超大规模集成电路技术的迅猛发展，能将集成电路技术的精细加工技术和高压大电流技术有机结合，出现了一批全新的全控型功率器件。首先是功率MOSFET的问世，导致了中小功率电源向高频化发展，而后绝缘门极双极晶体管的出现，又为大中型功率电源向高频发展带来机遇。因此目前可以通过集成复杂的功能电路来进一步提高开关电源的性能和安全性，这包括热保护电路、限流电路、过/欠压保护电路等。通过上面的分析我们可以看到，与线性电源相比，开关电源输出精度高，转换效率高，性能可靠。除此之外，开关电源最大的优势还在于能够大幅缩小变压器的体积和重量，这是因为开关电源的变压器工作于50KHz到1MHz的高频条件下，而不是像线性电源中的那样工作于50Hz的低频状态，因此缩小了变压器的体积和重量，而这也就缩小了整个电子系统的体积和重量。理论分析和实践经验表明，电气产品的变压器、电感和电容的体积重量与供电频率的平方根成反比。如果把工作频率从工频50Hz提高到20kHz，提高400倍，用电设备的体积重量可以下降至工频设计的5-10%，其主要材料可节约90%或更高。一般说来，开关电源的重量是线性电源的1/4，相应的体积大概是线性电源的1/3。因此，开关电源代替线性电源是大势所趋1。1.2.2 电源技术的发展方向开关电源产品的技术发展动向是高可靠、高稳定、低噪声、抗干扰和实现模块化、小型、薄型、轻运化。由于电源轻、小、薄的关键是高频化，因此国外目前都在致力于同步开发新型高智能元器件，特别是改善二次整流管的损耗、变压器电容器小型化，并同时采用SMT技术在电路板两面布置元件以确保开关电源的轻、小、薄。 （1）高效电源管理从以前的线性设计到当今的开关电源设计，是高效电源发展的一种集中体现。各国积极倡导节能环保而纷纷制定的高效电源规范，也是推动高效节能电源、低待机能耗产品应用的主要动力。尤其是未来越来越多的中国产品将出口到国外，需要满足欧美等国的电源标准，这将促进中国企业对高效电源的需求。对于便携式电源管理，效率尤为重要。 （2）低功耗随着各种整机设备市场规模的不断增长和社会对环保问题的日益重视，功耗问题逐渐成为关注热点，电源管理和电源控制市场成为整个半导体产业中最为活跃的领域之一，降低电子产品功耗这一需求，将推动电源管理器件市场的稳步发展。 （3）智能化运用电源管理程序实现节电控制也是非常有效而可行的方法，目前大多数笔记本，普遍采用这种智能节电管理技术，它是利用软件的方法对各主要耗电部件的用电状态控制，对暂不工作的部件减少甚至停止供电。 （4）高集成便携式应用的空间十分有限，这就迫使电源供应商把更多功能集成到更小的封装内，或者把多路电压转换集成到单芯片封装内。在日益竞争的时代，提供高效整合体积的解决方案势在必行，且应以整体电源方案为用户降低成本，提升效能与可靠度。 （5）多功能2005年，美国国家半导体公司(NS)宣布推出一款可为先进应用及通信处理器提供供电的电源管理产品。它具有可编程的灵活性，可为采用ARM技术的应用及通信处提供稳定的供电。它的电源管理单元Flex PMU是一个单芯片的解决方案，设有一个在一起的供电区。1.2.3 开关电源的市场前景和研究现状电源管理始终是模拟IC市场最亮的看点，占到整个模拟IC市场31.2%的份额。据研究机构预测，2008年全球电源管理芯片销售额将上升至295亿美元，2003年到2008年的年复合增长率为12.7%，功率模拟器件将持续强劲地增长，PC、手机、数码相机、MP3以及数字电视成为最主要的增长市场。从应用领域看，电源管理芯片市场的焦点集中在便携式产品、消费类电子、计算机、通讯和网络设备应用领域，同时工业设备、汽车电子对电源管理芯片的需求也呈上升趋势，这些需求让电源管理芯片市场倍添活力。由于人们在生活和工作中的移动性越来越强，对手机、数码相机、笔记本电脑、MP3播放器等便携式产品的需求将越来越大，预计2010年全球所有便携式产品的出货量将达到45亿个，这些产品构成了电源管理芯片巨大的需求市场。另外，由于便携式产品中彩屏、音视频、GPS等功能的日益多样化，对电源管理芯片的要求也日益提高，如便携式产品的空间十分有限，这就要求电源管理芯片厂商把更多的功能集成在更小封装内。我国于1974年研制成功了工作频率10KHz，输出电压为5V的无工频降压型开关电源。近20多年来，我国的许多研究所、工厂及高等院校已研制出多种型号的工作频率在20kHz左右，输出功率在1000W以下的无工频降压型开关电源，并应用于电子计算机、电视等方面，取得了较好的效果。工作频率为100KHz-200KHz的高频开关于上世纪80年代初期己开始研制，90年代初就已研制成功，并逐渐走向实用阶段进一步提高工作频率。许多年来，虽然我国在开关电源方面作了巨大的努力，并取得了可喜的成果，但是，目前我国的开关电源技术与一些先进的国家相比仍有较大的差距。第二章 系统的总体设计2.1 方案论证开关电源具有较快的发展，从而产生了不同的设计思路。开关电源的一般结构框图如图2.1所示，本设计通过对不同的方案的对比得出了最佳方案的设计。图2.1 开关电源的一般框图2.1.1 DC-DC主回路拓扑结构方案一：主回路采用非隔离推挽式拓扑结构（如图2.2所示），只能获得低于输入电压的输出电压，且输出电压与输入电压不隔离，容易引起触电事故。图2.2 非隔离式DC-DC结构方案二：主回路采用隔离推挽式拓扑结构（如图2.3所示），输入与输出电气不相连，通过开关变压器的磁偶合方式传递能量，适合实验室使用。本设计采用方案二。图2.3 隔离式DC-DC结构2.1.2 控制方法及实现方案方案一:采用脉冲频率调制FPM(Pulse Frequency Modulation)的控制方式，其特征是固定脉冲宽度，利用改变开关频率的方法来调节占空比。输出电压的调节范围大，但要求滤波电路必须在宽频带下工作。方案二：采用脉冲宽度调制PWM（Pulse Wildth Modulation）的控制方式，其特征是固定开关的频率，通过改变脉冲宽度改变占空比控制型效率高并具有良好的输出电压和噪声。基于上述考滤及题目的具体要求，本设计选用PWM调制方式2。2.1.3 提高效率的方法及实现方案针对提高效率的问题，使用了如下两种方案。方案一：降低开关变压器次级的输出整流管VD2的损耗，进而提高变换效率。可以选择肖特基二极管，其正向传输损耗低，而且不存在反向恢复损耗。方案二：使斩波器斩波频率与开关变压器的频率相匹配。改变控制器的开关频率使得开关变压器的磁损耗达到最小，以提高电源的转换效率。2.2 主体思路采用C8051F350单片机和STC12C5616AD单片机实现对基于控制PWM的不对称半桥式功率变换器的数字控制， 实现直流输出电压的设定和步进的连续调整，最大输出电流为5A。同时实现了对输出电压和输出电流的显示等功能。系统主要包括控制开关电源模拟电路部分和单片机组成的数控部分。系统框图如图2.4所示电网整流滤波变压整流驱动放大MOSFET斩波UARTPWM调制主机反馈检测输出保护输出显示从机A/D给定图2.4系统总框图输入电路部分：首先由一个压敏电阻对输入的市电进行尖峰电压限幅，然后由一个扼流线圈对输入浪涌电流进行限流，再由全桥整流滤波电路将输入电压转化成300V直流电压。功率变换部分：本设计选用隔离式开关变压器，隔离式开关电源都是用高频变压器作为主要隔离器件，并通过MOSFET功率管对300V直流电压进行PWM斩波，送入到高频开关变压器进行功率的变换及传送。驱动电路部分：高压侧MOSFET选用IRFPF50，低压侧选用IRF540和IRF5305。MOSFET的工作需要有专用的驱动电路，由MOSFET的各个参数算出选择IR2110作为MOSFET的驱动电路。IR2110是多通道，输出电流为2A的MOSFET驱动芯片，其各个指标都满足本设计的要求。输出电路部分：高频开关变压器变送过来的高频脉动电动势不能直接用于输出，需要对功率PWM波进行高频整流滤波。由PWM控制器的输出PWM的频率可知，整流管的开关频率必须大于500KHz。又由于输出电流较大，整流管的压降损耗严重，因此要选择低导通压降的快恢复二极管。经过元器件的选型与比较，本设计选用MUR3060PT肖特基二极管。MUR3060PT肖特基二极管正向传输损耗低，而且不存在反向恢复损耗。PWM控制部分：由开关电源专用控制芯片TL494控制PWM的输出，TL494的振荡频率由其5、6引脚的RC值决定，约为f=1.1/（RC）。振荡器产生的锯齿形振荡波送到PWM 比较器的反相输入端，脉冲调宽电压送到PWM比较器的同相输入端，通过PWM 比较器进行比较，输出一定宽度的脉冲波。当调宽电压变化时，TL494 输出的脉冲宽度也随之改变，从而改变开关管的导通时间Ton ，达到调节、稳定输出电压的目的反馈检测部分：输出电压经过电压采样、电流采样后送到TL494的反馈输入端，从而达到控制脉冲宽度的调制。脉冲调宽电压可由3 脚直接送入的电压来控制，也可分别从两个误差放大器的输入端送入，通过比较、放大，经隔离二极管输出到PWM 比较器的正相输入端。两个放大器可独立使用，如分别用于反馈稳压和过流保护。信号给定部分：本设计选用两个单片机同时协调系统的工作。其中C8051F350单片机主要是对功率电路的控制和对输出电压、电流的采样反馈；STC12C5616AD单片机则对编码电位器的输入进行解码和数码管的显示。信号的给定则用PWM的方式进行D/A输出，对PWM进行二阶滤波后，信号的输出电压Uo=DU，其中U为PWM波形的高电平值。PWM选用16位计数方式，则D/A的分辨率为1/65535，此分辨率完全满足了本设计的要求。两个单片机之间的通信则选用单片自带的UART，UART具有布线简单，编程简单的优点，同时自定义了一些通信协议。人机交换部分：电压值的输入由编码电位器编码输入。编码电位器与STC12C5616AD单片机相连，编码电位器在工作时会产生一系列的编码，STC12C5616AD单片机对I/O口电平进行定时采样，以识别出编码电位器的编码，再由单片机按编码电位器的编码方法进行解码，从而获得输入的电压值。显示部分则由STC12C5616AD单片机将数据由I/O口按74HC595的读写时序串行输出，74HC595将输出的数据串-并译码后直接驱动数码管的显示3。2.3 软件设计思路软件设计完成的主要功能有三部分：设置输出电压；检测输出电压；显示输出电压。软件流程说明：当电源打开的时候，MCU进行复位，寄存器清零。接着电源应该显示和输出上次关机前的电压大小，这时候MCU先读取EEPROM中保存的电压编号，根据电压编号读出对应电压，把该数据送到STC12C5616AD单片机，再转换成BCD码送到显示部分。这时候程序循环检测是否有旋钮的旋转，如果高位旋钮被旋转，电压大小步进变化，电压数据加（减）1，相对应输出电压（POWER-OUT引脚）以1V或者0.1V为单位改变大小，如果低位旋钮被旋转按下，当前电压数据加1，相对应输出电压（POWER-OUT引脚）以0.001V或者0.01V为单位改变大小，保存设置电压数据。保存该电压编号，读对应电压，并将电压值送到STC12C5616AD单片机并且用数码管显示。2.3.1软件系统的逻辑控制从本系统的硬件原理图（见附录）中可以分析出软件系统的逻辑控制方式，其逻辑控制图如图2-5所示。软件的设计就是对串口、显示、编码器、PWM、ADC这五个模块的控制。STC12C5616ADC8051F350双机通信输入模块显示模块A/D模块PWM给定图2.5系统软件逻辑控制图2.3.2软件系统的结构根据软件系统的逻辑控制方式可以分析出软件系统的总体结构，在主模块的控制下，内部处理模块、数据采集处理模块和用户交互模块共同完成了系统的设计目标。软件系统结构图如图2-6所示。主控模块内部处理模块用户交换界面数据采集模块ADC转换PWM给定数据存储数据显示模块串口通信模块图2.6 软件系统结构图2.4软件设计部分概述程序设计语言的选择考虑到所要实现的功能较多，虽然汇编语言产生的目标程序简短，占用存储空间较小，实时性强，C语言编程会占用较大的存储空间，而且C语言的实时性较差，但是C语言编程比较简单。本次设计利用C语言作为主程序，分别调用了AD转换子程序，PWM子程序，编码器中断子程序，串口中断子程序，数码管LED显示子程序。2.4.1 程序设计方法（1）结构化程序设计：是给程序施加一定的约束，它限定采用规定的结构类型和操作顺序。结构化程序设计规定任何程序序列必须由直线顺序结构，条件结构，循环结构基本形式组成。但它只考虑操作的顺序而不考虑数据因此不适合数据处理。（2）自顶向下的程序设计：这种设计方法是先从系统一级的管理程序开始设计，从属的程序或子程序用一些程序符号来代替。当系统一级的程序编写后，在将各个标志扩展成从属程序或子程序，最后完成整个系统程序。（3）模块化程序设计：模块实质就是具有一定功能，相对独立的程序段。模块能够独立地完成一定功能，能独立设计、查错、调试、修改与维护。模块化程序设计是把整个系统按照一定规则划分成若干个模块，并且对划分的模块可进一步详细划分，直到最下层的每个模块能相对独立且容易编程为止。本次设计就是采用了模块化的程序设计思想，基于这种思想，缩短了程序开发的周期。2.4.2 软件设计步骤（1）系统定义：就是清楚地列出系统的各个部分与软件设计有关的特点，并进行定义，以作为软件设计的依据，系统定义是对系统任务的描述。（2）程序设计：程序设计是制定程序的纲要，也就是将系统定义的问题用程序的方式进行描述、绘制流程图，结构化程序设计、模块化程序设计和自顶向下设计等，都是此步骤的有效方法。（3）文件编制：文件编制是用流程图、注释、存储器分配说明等方法来描述程序来形成文件，以便用户和操作人员了解。文件编制的好坏，直接影响到程序的使用、维护和扩充。（4）维护和再设计：当软件投入现场运行时，一方面可能会发生各种现场问题，因而需要进一步对系统软件进行改造和完善；另一方面，用户往往会由于环境或技术条件的变化，提出比原计划更多的要求，因而需要对原系统软件进行改进和扩充，然后再重新固化，以适应情况变化的要求。第三章 系统硬件设计3.1 隔离式高频开关电源隔离式开关电源的变换器具有多种形式。主要分为半桥式、全桥式、推挽式、单端反激式、单端正激式等。在设计电源时，设计者采取哪种变换器电路形式，主要根据成本、要达到的性能指标等因素来决定。各种形式的电源电路的基本功能块是相同的，只是完成这些功能的技术手段有所不同。隔离式高频开关电源电路的共同特点就是具有高频变压器，直流稳压是从变压器次级绕组的脉冲电压整流滤波而来。开关电源的基本功能框图如图3.1所示。图3.1 开关电源的基本功能框图图3.1中，交流线路电压无论是来自电网的，还是经过变压器降压的，首先要经过整流、滤波电路变成含有一定脉动电压成分的直流电压，然后进入高频变换部分。高频变换部分的核心是有一个高频功率开关元件，比如开关晶体管、场效应管(MOSFET)等元件，高频变换部分产生高频(20kHz以上)高压方波，所得到的高压方波送给高频隔离降压变压器的初级，在变压器的次级感应出的电压被整流、滤波后就产生了低压直流电压。为了调节输出电压，使得在输入交流和输出负载发生变化时，输出电压能保持稳定，在这里采用一个叫做脉冲宽度调制器(PWM)的电路，通过对输出电压采样，并把采样的结果反馈给控制电路，控制电路把它与基准电压进行比较，根据比较结果来控制高频功率开关元件的开关时间比例(占空比)，达到调整输出电压的目的4。在方波的上升沿和下降沿，有很多高次谐波，如果这些高次谐波反馈到输入交流线，就会对其它电子设备产生干扰。因此，在交流输入端，必须要设置无线频率干扰(RFl)滤波器，把高频干扰减少到可接收的范围。此外，为了使整个电路安全可靠地工作，还要设计辅助电路，主要包括过压、过流保护电路等。3.2 输入电路设计前面已经提到，隔离式开关电源是直接对输入的交流电压进行整流，而不需要低频线性隔离变压器。现代的电子设备生产厂家一般都要满足国际市场的需求，所以他们所设计的开关电源必须要适应世界范围的交流输入电压，通常是180-260v的范围。220V市电经整流桥整流以后，变为约300V的。如图3.2所示。图3.2 输入电路原理图3.2.1 电压整流技术在前面已经提到，隔离式开关电源是直接对输入的交流电压进行整流，而不需要低频线性隔离变压器。现代的电子设备生产厂家一般都要满足国际市场的需求，所以他们所设计的开关电源必须要适应世界范围的交流输入电压，通常是180-260v的范围。220V市电经整流桥整流以后，变为约300V的脉动电压，再由滤波电容平滑滤波后，得到较为平直的300V直流电压，以给开关变压器供电。3.2.2 输入滤波电容在交流输入电压最低时，整流滤波后的直流电压的脉动值Vpp是最低输入交流电压峰值的20%-25%。设输入交流电压的变化范围为Vline(min) Vline(max)，频率f=40khz。相电压有效值：Vline(min) Vline(max)：220V*（15%20%）=176253V相电压峰值：Vline(min) Vline(max)：249358V 整流滤波后直流电压的最大脉动值：Vpp=Vline(min)*（20%25%）=50V（单相） 整流滤波后的直流电压Vin:（Vline(min)-Vpp）Vline(max)为了保证整流滤波后的直流电压最小值Vin(min)符合要求，每个周期中Cin所提供的能量约为：Win=15.7(焦耳)每个半周期输入滤波电容所提供的能量为： =Cin(Vline(min)2-Vin(min)2 （3-1）因此输入滤波电容容量为：Cin=Win/(Vline(min)2-Vin(min)2)=713F （3-2）上式中，变压器转换率=70%，由于我们提供的是单相输入则：A=1，频率f=40KHZ。3.2.3 输入浪涌保护器件隔离式开关电源在加电时，会产生极高的浪涌电流。所以必须在电源的输入端采取一些限流措施，才能有效地将浪涌电流减小到允许的范围之内。浪涌电流主要是由滤波电容充电引起的，在开关管开始导通的瞬间，电容对交流呈现出很低的阻抗，一般情况下，只是电容的E5R值。如果不采取任何保护措施，浪涌电流可接近几百安培。通常广泛采用的措施有两种，一种方法是利用电阻一双向可控硅并联网络；另一种方法是采用负温度系数(NTc)的热敏电阻。用以增加对交流线路的阻抗，把浪捅电流减小到安全值。本设计采用负温度系数(NTc)的热敏电阻5。热敏电阻技术：这种方法是把NTc(负温度系数)的热敏电阻串联在交流输入端或者串联在经过桥式整流后的直流线上。RTl和RTz与NTc热敏电阻的电阻温度特性和温度系数的关系如图3.3所示图3.3 热敏电阻的温度系数图3.3中，是热敏电阻的温度系数，用每度百分比(c)表示。当开关电源接通时，热敏电阻的阻值基本上是电阻的标称值。这样，由于阻值较大，它就限制了浪涌电流。当电容开始充电时，充电电流流过热敏电阻，开始对其加热。由于热敏电阻具有负温度系数，随着电阻的加热，其电阻值开始下降，如果热敏电阻选择得合适，在负载电流达到稳定状态时，其阻值应该是最小。这样，就不会影响整个开关电源的效率。3.2.4 输入尖峰电压保护在一般情况下，交流电网上的电压为220v左右，但有时也会有高压的尖峰出现。比如电网附近有电感性开关，暴风雨天气时的雷电现象，都是产生高尖峰的因素。受严重的雷电影响，电网上的高压尖峰可达5kv。另一方面，电感性开关产生的电压尖峰的能量满足下面的公式： （3-3）式3-3中L是电感器的漏感，I是通过线圈的电流。由此可见，虽然电压尖峰持续的时间很短，但是它确有足够的能量使开关电源的输入滤波器、开关晶体管等造成致命的损坏，所以必须要采取措施加以避免 6。用在这种环境中最通用的抑制干扰器件是金局氧化物压敏电阻(MOV)瞬态电压抑制器。当高压尖峰瞬间出现在压敏电阻两端时，它的阻抗急剧减小到一个低值，消除了尖峰电压使输入电压达到安全值。瞬间的能量消耗在压敏电阻上，在选择压敏电阻时应按下述步骤进行。（1）选择压敏电阻的电压额定值，应该比最大的电路电压稳定值大10-20；（2）计算或估计出电路所要承受的最大瞬间能量的焦尔数；（3）查明器件所需要承受的最大尖峰电流。上述几步完成后，就可以根据压敏电阻参数资料选择合适的压敏电阻器件。3.3 功率变换电路设计3.3.1 隔离全桥推挽变换电路一般情况下，隔离式开关电源都是用高频变压器作为主要隔离器件。在电路中，它是以变压器的形式出现的，但实际上它起的作用是扼流圈。典型的全桥推挽式隔离变换器电路结构如图3.4所示图3.4 典型的全桥推挽式隔离变换器电路结构图3.4是输出电压可调的推挽式变压器开关电源电路。在全波整流输出的LC储能滤波电路中可以省去一个续流二极管，因为用于全波整流的两个二极管可以轮流充当续流二极管的作用。双激式开关电源比单激式开关电源，具有输出功率大、电压纹波小、电压输出特性好等优点，如图3.5所示：图3.5 推挽式开关变压器电源各主要工作点的电压、电流波形图3.5a）表示控制开关K1接通时，变压器初级线圈N1绕组两端的电压波形。图3.5b）表示控制开关K2接通时，变压器初级线圈N2绕组两端的电压波形。图3.5c）表示控制开关K1和K2轮流接通时，变压器N3绕组两端电压Uo的波形。图3.5d）表示开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压经全波整流后的电压波形。图3.5c）中，Up、Up -分别表示开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压Uo的正最大值（半波平均值）和负最大值（半波平均值），Up、Up -分别表示开关变压器次级线圈N3绕组两端反激输出电压的正最大值（半波平均值）和负最大值（半波平均值）。图3.5d）中，实线波形对应控制开关K1接通时，开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压经桥式或全波整流后的波形；虚线波形对应控制开关K2接通时，开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压经桥式或全波整流后的波形。Ua表示整流输出电压的平均值。图3.5d）中，仅用储能电容对整流输出电压进行滤波，是很难从脉动直流中取出输出电压的平均值的，必须同时使用储能滤波电感才能取出输出电压的平均值。根据图3.4和图3.5，把整流输出电压Uo和LC滤波电路的电压Uc、电流iL整定，以便用来计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容的参数。 （3-4）或 （3-5）同时可以求得输出电压Uo为： （3-6）3.3.2 推挽式变压器开关电源储能滤波电感参数的计算在图3.4中，当控制开关K1接通时，输入电压Ui通过控制开关K1加到开关变压器线圈N1绕组的两端，在控制开关K1接通Ton期间，开关变压器线圈N3绕组输出一个幅度为Up（半波平均值）的正激电压uo，然后加到储能滤波电感L和储能滤波电容C组成的滤波电路上，在此期间储能滤波电感L两端的电压eL为： （3-7）式3-4中：Ui为输入电压，Uo为直流输出电压，即：Uo为滤波电容两端电压uc的平均值。在此说明：由于电容两端的电压变化增量U相对于输出电压Uo来说非常小，为了简单，我们这里把Uo当成常量来处理。 对式进行积分得： （3-8）式中i（0）为初始电流（t = 0时刻流过电感L的电流），即：控制开关K1刚接通瞬间，流过电感L的电流，或称流过电感L的初始电流。从图3.5中可以看出i（0）= Ix。当控制开关K由接通期间Ton突然转换到关断期间Toff的瞬间，流过电感L的电流iL达到最大值： （3-9）从图3.5可以看出，即： （3-10）根据3-9式，3-10式还可进一步求得： （3-11）该式就是计算推挽式变压器开关电源输出电压的表达式。式中，Uo为推挽式变压器开关电源输出电压，Ui为推挽式变压器开关电源输入电压，Up为推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组的正激输出电压，Up-为推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组的反激输出电压，n为开关电源次级线圈N3绕组与初级线圈N1绕组或N2绕组的匝数比。根据上面分析结果，式3-9可以写为： （3-12）或 （3-13）由式3-9可知，当控制开关K1、K2的占空比均为0.5时，Upa与Upa-基本相等，由此我们也可以认为Up与Up-基本相等。由于，当控制开关K1、K2的占空比均为0.5时，式3-12和式3-13的计算结果为0。因此，当控制开关K1、K2的占空比均为0.5时，推挽式变压器开关电源经整流后输出的电压波形基本上是纯直流，没有交流成分，输出电压Uo等于最大值Up，因此，可以不需要储能电感滤波。但是，如果要求输出电压可调，推挽式变压器开关电源的两个控制开关K1、K2的占空比必须要小于0.5；因为推挽式变压器开关电源正反激两种状态都有电压输出，所以在同样输出电压（平均值）的情况下，两个控制开关K1、K2的占空比相当于要小一倍。由此可知，当要求输出电压可调范围为最大时，占空比最好取值为0.25。当两个控制开关K1、K2的占空比取值均为0.25时，Upa = 3Upa-，由此也可以认为Up等于3Up-。把上面已知条件代入3-13式，可求得： （3-14）或 （3-15）同时可以求得输出电压Uo为： （3-16）(3-14）、（3-15）、（3-16）式就是计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感和滤波输出电压的表达式（D为0.25时）。式中Uo为推挽式变压器开关电源输出电压，Ui为推挽式变压器开关电源输入电压，T为控制开关的工作周期，F为控制开关的工作频率，n为开关电源次级线圈N3绕组与初级线圈N1绕组或N2绕组的匝数比。同理，（3-14）、（3-15）、（3-16）式的计算结果，只给出了计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感L的中间值，或平均值，对于极端情况可以在平均值的计算结果上再乘以一个大于1的系数。交流电源经过整流桥D1和电容C4整流和滤波后，产生直流高压U1 给高频变压器一次绕组供电。D4和D7能将漏感产生的尖峰电压钳位到安全值，并能衰减振铃电压。D4采用反向击穿电压为200V的瞬态电压抑制器P6KE200，D7选用1A/1000V的超快恢复二极管IN4007。二次绕组电压能过D6、C13、L1低通扼流圈、C14、C15整流滤波，获得5V输出电压。5V电压值是由TL431提供稳定电压，R6和R7能设定输出电压值，并能为输出提供一个假负载，用以提高轻载时的负载调整率。3.3V电压是经5V稳压后得到的。由R4和IC1来调节控制端电流，通过改变输出占空比达到稳压目的。共模扼流圈T2能减小由一次绕组接D端的高压开关波形所产生的共模泄漏电流。C12为保护电容，用于滤掉由一次、二次绕组耦合电容引起的干拢。C16不仅能滤除加在控制端上的尖峰电流，而且决定了自启动频率。由于隔离变压器T除了具有初、次级间安全隔离的作用外，它还有变压器和扼流圈的作用，所以在全桥推挽式变换器的输出部分一般不需要加电感，但在实际应用中，往往在整流器和滤波电容之间加一个小的电感线圈，用以降低高频开关噪声的峰值7。3.3.3磁芯的选择高频变压器的最大承受功率P与磁芯截面积S（单位是cm）之间存在下述经验公式。S=0.11 （3-17）其中，P的单位是W。现实际输出功率P=420W。设开关电源的效率=70%，则高频变压器的额定输入功率P= P/=600W。设计高频变压器时应留出余量，可取P=700W，代入式（3-17）中求出S=2.91 cm。查表3-8-2可知，PQ50/50型磁芯的S=3.28 cm，与之最为接近。E-43的饱和磁通密度B=400mT，使用时为防止出现磁饱和现象而损坏开关功率管，可取磁通密度B=150mT。表3.1 PQ型磁芯规格及参数型号 A B C D E F I Ae(c) Le(cm)Ve(cm3) AL(nH/N2) ePQ 20/16 20.5 8.2 14 18 8.7 12.5 5.4 0.62 3.74 2.31 3880 1868 PQ 20/20 20.5 10.2 14 18 8.7 12.5 7.4 0.62 4.54 2.79 3310 1944 PQ 26/20 26.5 10.2 19 23 12 12.6 5.9 1.19 4.63 5.49 6170 1920 PQ 26/25 26.5 12.5 19 22.5 12.2 15.5 7.9 1.18 5.55 6.53 5250 1972 PQ 32/20 32 10.4 22 27.5 13.7 19 5.6 1.70 5.55 9.42 7310 1896 PQ 32/30 32 15.3 22 27.5 13.7 19 10.5 1.61 7.46 11.97 5140 1898 PQ 35/35 35 17.5 26 32 14.6 23.5 12.35 1.96 8.79 17.26 4860 1733 PQ 40/40 41 20.0 28 37 15.2 27.5 14.6 2.01 10.19 20.45 4300 1738 PQ 50/50 50 25.1 32 44 20.35 31.5 17.9 3.28 11.3 37.24 6720 1850 3.3.4计算脉冲信号的最大占空比D当电网电压在220V20%范围内变化时，就对应于176264V。经全波整流和滤波后直流输入电压的最大值、最小值分别为U360V，U240V。由于采用的是全桥推挽式变换电路，故占空比D可达到100%，但考虑到要留一定的死区时间，以免烧坏MOSFET管，因此D取80%。3.3.5计算一次绕组的电感量L高频变压器一次绕组的电感量L由下式确定L= （3-18）将=70%，U=240V，U=80%，f=100kHz一并代入式（3-8-4）中得到L=0.31mH设满载时的峰值电流为I，在进行短路保护时的过载电流为I，有公式I= （3-19） I=1.3 I （3-20）不难求出I=6.25A （3-21）I=8.125A （3-22）在上一次绕组上储存的电能为W=10.2mJ （3-23）3.3.6确定一次绕组的匝数N一次绕组的安匝数N与所储存的电能W之间存在下述关系式N= （3-24）将W=10.2mJ，B=130mT，S=3.28 cm一并代入（3-24）中，得到N=469.0安匝。因此N=58.5匝 （3-25）实取N=60匝，可采用的高强度漆包线绕制而成。3.3.7确定自馈绕组N和二次绕组的匝数一旦一次绕组匝数确定之后，利用下式即可计算N、的匝数N= （3-26）式中 绕组N（或）两端的电压；U输出整流二极管的正向压降。自馈绕组U回路中的整流管VD采用FR305型快恢复二极管，其中U1V。绕组两端的有效值电压为20V时，经整流滤波后可获得大约16V的直流电源，向TL494供电。不难算出N=12.1匝 （3-27）实取N=11匝，采用的高强度漆包线绕制。二次绕组回路中选用肖特基整流二极管MUR3060PT，U0.4V，=40V，故=12匝 （3-28）鉴于当输出电流I达到5A时，在绕组的铜阻及输出引线电阻上均会产生较大的压降，会造成输出电压的跌落，因此应适应当增加的匝数，以增加。实际去=13匝，用4股的高强度漆包线并联后绕制而成，电流密度可用J=2.1A/mm。3.3.8计算空气隙为防止高频变压器发生磁饱和现象而损坏开关功率管，需在E-43型磁芯的两个侧面各留出一定的空气隙。假定磁场集中于气隙处而未向外部泄露，则=0.06cm=0.6mm （3-29）每边可留出0.3mm的气隙，亦可取0.40.5mm的空气隙。3.3.9设计注意事项（1）由于所选磁芯材料、元器件参数以及高频变压器制作工艺的不同，必要时需对匝数做适当调整。例如当偏低时刻适当增加、的匝数，可达6匝，应以加额定负载后输出电压能达到40V为准。（2）空载时会升高到4045V，这属于正常现象。必要时可在输出端并联一只阻值较小的假负载，或者接一只稳压管，把空载电压降下来，使之接近于40V8。3.4 功率管MOSFET及其驱动3.4.1 功率管MOSFET功率MOSFET具有导通电阻低、负载电流大的优点，因而非常适合用作开关电源（switch-mode power supplies，SMPS）的整流组件。功率MOSFET和双极型晶体管不同，它的栅极电容比较大，在导通之前要先对该电容充电，当电容电压超过阈值电压（VGS-TH）时MOSFET才开始导通。因此，栅极驱动器的负载能力必须足够大，以保证在系统要求的时间内完成对等效栅极电容（CEI）的充电。功率MOSFET以其导通电阻低和负载电流大的突出优点，已经成为SMPS控制器中开关组件的最佳选择，专用MOSFET驱动器的出现又为优化SMPS控制器带来了契机。那些与SMPS控制器集成在一起的驱动器只适用于电路简单、输出电流小的产品；而那些用分立的有源或无源器件搭成的驱动电路既不能满足对高性能的要求，也无法获得专用单片式驱动器件的成本优势。专用驱动器的脉冲上升延时、下降延时和传播延迟都很短暂，电路种类也非常齐全，可以满足