第六章-有源电力滤波器PPT课件

第6章有源电力滤波器(APF )，上课老师：危险韧性E-mail:rywei时间：6/4/2020，content，6.1APF的基本原理，6.2APF的系统构成和主电路形式，6.3APF的谐波电流检测方法，6.4并联型APF，6.5 6.1APF的基本原理6.2APF的系统构成和主电路形式，6.3APF的谐波电流检测方法，6.4并联型APF，6.5串联型APF，总结6.1APF的基本原理，1.APF的特征：有源电力滤波器(ActivePowerFilter:APF )工作可以补偿无效的功率电子设备，完全消除频率和幅度变化的谐波和无效，并可以补偿PPF的不足，获得比PPF更好的补偿效果。 与无源滤波器相比，有源电力滤波器具有较高的控制性和高速响应性。 具体地说，(1)能够实现动态补偿，补偿频率和大小变化的高次谐波和变化的无效功率，补偿对象的变化有非常快的响应(2)能够同时补偿高次谐波和无效功率，补偿无效功率的大小能够连续地调节(3) 补偿无效功率时不需要存储元件、补偿高次谐波所需要的存储元件容量也不大(4)即使补偿对象电流过大，有源电力滤波器也不会过载，能够正常地发挥补偿作用(5)电网的阻抗的影响也不大， (6)难以与电网阻抗谐振，因此补偿性能不受电网频率变化的影响。(7)可以单独补偿谐波和无功源，也可以集中补偿多个谐波和无功源。2.APF的基本原理如图6.1所示由指令电流运算电路和补偿电流发生电路(由电流追踪控制电路、驱动电路和主电路三部分构成)构成。 指令电流运算电路的核心是检测补偿对象电流中的高次谐波和无效电流成分。 补偿电流产生电路起到根据来自指令电流运算电路的补偿电流的指令信号，产生实际的补偿电流的作用。 主电路现在采用了PWM变换器。 如果要求APF补偿高次谐波并且补偿负载的无效功率，则图6.1并联型APF系统结构只需要在补偿电流的指令信号中拉伸负载电流的与基波无效分量相反极性的分量。 根据同样的原理，APF也可以补偿非对称三相电路的反相电流等。 如图所示，APF检测补偿对象的负载电流的高次谐波成分，将其设为相反极性，作为补偿电流的指令信号，与补偿电流产生电路中产生的补偿电流、即负载电流中的高次谐波成分大小相等，方向相反，因此两者相互抵消，所以电源电流中仅包含基波，不包含高次谐波、content、6.1APF的基本原理、6.2APF的系统构成和主电路形式、6.3APF的高次谐波电流检测方法、6.4并联型APF、6.5串联型APF，总结6.2有源电力滤波器的系统构成和主电路形式、图6.2有源电力滤波器的系统构成分类， 6.2.1 .单独使用的有源电力滤波器的系统结构1 .单独使用的并联型有源电力滤波器，图6.3单独使用的并联型有源电力滤波器，如图所示，与变流器连接的电感，直流侧存储元件构成有源电力滤波器的主电路。 与有源电力滤波器并联连接的小容量一阶高通滤波器(或二阶)用于过滤APF引起的补偿电流中的接近开关频率的谐波。 补偿电流基本上由APF提供，这是以有源电力滤波器中最基本的形式被最常用的形式。 该补偿方式为(1)仅补偿高次谐波(2)仅补偿无效功率，补偿程度可根据需要连续调节(3)补偿三相非对称电流(4)补偿供电点的电压变动(5)上述任一项的组合， 交流电源的基频电压直接(或经由变压器)施加到转换器，并且补偿电流基本上从转换器被提供，所以对转换器要求大容量。 这是其中的主要缺点。2 .单独使用的串联型有源电力滤波器、6.4单独使用的串联型有源电力滤波器，如图所示，APF作为电压源串联连接在电源和高次谐波源间。 在大多数情况下，并联型有源电力滤波器主要用于补偿被认为是电流源的高次谐波源，典型的是直流侧是电阻负载的整流电路。 此时，有源电力滤波器向电网注入补偿电流，抵消从高次谐波源产生的高次谐波，使电源电流成为正弦波。 串联型有源电力滤波器主要用于补偿被认为是电压源的高次谐波源。 典型的电容器滤波器型整流电路。 串联型有源电力滤波器输出补偿电压，抵消在负载中产生的高次谐波电压，使供电点电压成为正弦波。 串联型有源电力滤波器应用于直流系统时，在耦合变压器的系统访问侧容易发生直流磁饱和问题，因此只在交流系统中采用。 和6.2.2有源电力滤波器的主电路形式，1 .单一PWM变换器的主电路形式，采用单一PWM变换器的有源电力滤波器的主电路，根据其直流侧存储元件分为电压型和电流型。 用于图6.5三相电压型PWM变流器，图6.6三相电压型PWM变流器，图6.7三相四线式的电压型PWM变流器，电压型和电流型两个主电路的基本特征： (1)在电压型PWM变流器的直流侧连接大容量，正常工作时其电压几乎不变化， 在能够看作电压源的电流型PWM变流器的直流侧连接有大的电感，在正常动作时，该电流几乎不变，能够看作电流源的(2)电压型PWM变换器为了将直流侧电压保持恒定，需要控制直流侧电压的电流型PWM 为了保持直流侧电流恒定，必须控制直流侧电流(3)电压型PWM变换器的交流侧输出电压为PWM波，电流型PWM变换器的交流侧输出电流为PWM波。 与电压型变流器相比，电流型变流器不会因主电路开关的直通而发生短路故障。 但是，因为在该直流侧的大电感中总是流过电流，在大电感的内部电阻中产生大的损失，所以现在不太使用。 直流侧混合型存储方式，即直流侧采用一个电感和一个电容器作为存储元件，另一个单相桥控制它，存储作用主要由电容器承担，实现了电流型PWM变换器的功能。 克服了采用电感器作为存储元件的缺点。 2 .多路复用的主电路形式、有源电力滤波器中采用的主要多路复用主电路形式有3种： (1)串联电抗器多路复用方式是最容易实现将各个有源电力滤波器直接并联连接在其交流侧的电感的接线方式，(2)采用平衡电抗器多路复用方式，分别开关频率低，有大的环流，所以适合开关频率低的情况。 (3)使用变压器的串联复用方式，用变压器二次侧线圈串联连接APF的输出。 变压器必须采用二次侧为多绕组的特殊形式。 由于APF输出的PMW波直接经由变压器重叠，所以变压器有很大的铁损。 图6.10表示变压器的复用方式，content，6.1APF的基本原理，6.2APF的系统构成和主电路形式，6.3APF的高次谐波电流检测方法，6.4并联型APF，6.5串联型APF，总结6.3有源电力滤波器的高次谐波电流检测方法，1 .基于傅立叶分析的检测方法，基本现在，APF中多采用利用离散傅立叶变换(DFT )的方法。 假设是长度为n的有限长度序列，所定义的n点离散傅立叶变换是：其中：的傅立叶逆变换是：DFT和FFT的比较：可以由式(6-2)可见，DFT是针对每个指定的谐波分量来计算的。 FFT利用因子的对称性和周期性，整合DFT的对称项和类似项，实现简化运算的目的。因此，FFT运算必须计算所有展开的项目，以达到简化运算的目的。 另一方面，为了达到合并对称项和同类项的目的，必须用大量的命令来组织，很费时间。 在APF中，经常需要补偿特定的谐波。 通常，补偿所有高次谐波或补偿少数低频高次谐波。 在需要补偿所有的高次谐波的情况下，实际计算基本波，从被检测电流中减去该基本波成分，就能得到所有的高次谐波成分。 在需要补偿少数低频高次谐波的情况下，分别计算必要数量的高次谐波即可。 因此，在APF中，DFT比FFT更有利。 可以将公式(6-2)表示为：公式(6-4)中的k表示为频率系数，例如，k=0表示直流分量变换项，并且k=3表示为三次谐波变换项。 由此，根据补偿特定高次谐波的请求，能仅进行相应次数的傅立叶变换。 此外，根据正馀弦项的初始相位，还可以获得基波无效和基波有效成分。 举例来说，当采样与输入正弦波信号同步时，基波馀弦的傅立叶逆变换项对应于无效补偿电流。 为了补偿高次谐波和无效，从负载电流信号中减去基波的有效成分，以补偿电流指令。 2 .基于人工神经网络的检测方法(ANN )，图6.10神经自适应高次谐波检测电路，图中，作为原始输入的非线性负载电流可分解为两种：与电源电压频率相同的有效电流，和由与相位正交的无效电流和高次谐波电流构成的高次谐波电流。 相同频率和相同的参照输入。 神经元的输出。根据神经元权重的自适应调整，最终近似，使检测电路的输出近似于APF补偿的高次谐波电流。 同时用作调整误差信号e。 如果神经元的激活函数被选择为线性函数，其输出是：检测电路的输出是：其中，神经元的阈值神经元的输入是重复的次，其包括参考输入和其当前时间之前的值。 和的调节用三角算法进行。 调节式为：式中，的学习率，两端可以除以输入信号的采样周期t :如果t足够小，可以把离散变量看作连续变量，分别：积分增益：可以变换为图6.11神经元自适应谐波电流检测模拟电路的电路图，因此g 在只有一个耦合式(6-5)、式(6-6)和式(6-13 )、式(6-14 )神经元的输入，即没有基准输入，没有一系列的延迟的情况下，可以如图所示得到基本神经元的自适应高次谐波电流检测方法的模拟电路。 在这个方法中，学习率的取法是：理论上是T0，G。 实际上，在图6.11中，g是通过比例放大器来实现的，其不太大。 从式(6-11 )和式(6-12 )可以看出，如果g太大会调整步骤太大，系统变得不稳定的g太小，权重和阈值就无法有效地调整，所以会影响系统的收敛速度。 所以，为了保证系统的稳定，g必须尽可能大。content、6.1APF的基本原理、6.2APF的系统构成和主电路形式、6.3APF的高次谐波电流检测方法、6.4并联型APF、6.5串联型APF、总结6.4并联有源电力滤波器、图6.12单独使用的并联型APF系统、6.4.1指令电流运算电路具体来说，补偿的目的大致可以分为以下几类： (1)仅补偿高次谐波；(2)仅补偿无效功率；(3)成为同时补偿高次谐波和无效功率的负载的三相桥整流器的触发延迟角。 此时，负载电流波形如图：图6.13补偿对象电压和电流波形，1.APF仅补偿高次谐波，利用瞬时无功功率理论检测负载电流中的高次谐波成分，补偿电流的指令信号必须如图6-14a所示为相反极性。 如果基于APF的补偿电流完全一致，则补偿后的电源电流与负载电流的基波成分完全相同。图6.14有源电力滤波器仅补偿高次谐波的情况a )补偿电流的指令信号b )补偿后的电源电流，2.APF同时补偿高次谐波和无效功率，APF的补偿目的同时补偿高次谐波和无效功率的情况下，补偿电流的指令信号与负载电流的高次谐波和基波无效分量之和的大小相等，极性相反，波形和理想的补偿结果如下在这种情况下，补偿后的电源电流与负载电流的基波有效成分完全相同。图6.15有源电力滤波器同时补偿高次谐波和功率的情况a )补偿电流的指令信号b )补偿后的电源电流，3.APF仅补偿无效功率，APF仅补偿无效功率的情况下，补偿电流的指令信号与负载电流的瞬时无效分量大小相等，极性相反，波形和理想的补偿结果如图所示，补偿后图6.17有源电力滤波器仅补偿无效功率的情况a )补偿电流的指令信号b )补偿后的电源电流在基于瞬时无效功率理论的检测方法中，补偿电流的指令信号与三相系统的瞬时有效电流、瞬时无效电流有明确的对应关系。 与以上三种情况的对应关系如表6-1所示。 表中的括弧表示采用了p、q运算方式时和p、q的对应关系。 表6.1，根据日本电气学会的有源电力滤波器在日本的应用状况的调查，在工业上的应用中，APF主要用于补偿高次谐波，在只补偿高次谐波的情况下，在补偿占71.7%的高次谐波的同时，补偿无功功率的是20.7%，补偿供电点的电压变动的是同时补偿高次谐波、无效功率、反相电流的为1.1%； 同时补偿高次谐波、无效功率和不平衡电流的是1.1%，6.4.2电流跟踪控制电路，电流跟踪控制电路在补偿电流发生电路的第一环节，从补偿电流的指令信号和实际补偿电流的相关关系，得到控制补偿电流发生电路的主电路的各元件的接通断开的PWM信号，补偿电流跟踪该指令信号的变化现在，跟踪型PWM控制的方式有瞬时值比较方式和三角波比较方式两种。 1 .瞬时值比较方式，图6.18采用滞后比较器的瞬时值比较方式的电路图，其特征如下： (1)硬件电路非常简单(2)属于实时控制方式，电流响应快(3)不需要载波，输出电压中不包含特定频率的高次谐波分量属于闭环控制方式是追踪型PWM控制方式的共同特征(5)如果滞后环路的宽度一定，则电流追踪误差范围一定，但电力半导体器件的开关频率变化。 另外，采用图6.19滞回性比较器的瞬时值比较方式，追随变化的波形由于滞回性的宽度总是一定，因此在变化的范围宽的情况下，另一方面，在值小的情况下，一定的环路宽度有可能增加补偿电流的相对追踪误差，另一方面，在值大的情况下，固定环路宽度为设备的根据该缺点，另一种解决方法是设计滞后比较器的宽度h以能够以自由的大小自动地进行调节，另一种方法是采用时序控制的瞬时值比较方式。 另外，图6.20的定时控制的瞬时值比较方式的原理图，图6.21是定时控制的瞬时值比较方式、随着变化的波形图，2 .三角波比较方式，图6.22的三角波比较方式的原理图，图中放大器a多采用比例放大器或比例积分放大器。 一个如此配置的控制系统基本上被设计