智能传感器系统 刘君华第3章.ppt

第3章不同集成度智能传感器系统举例,3.1传感器的集成化与智能化的概述3.2集成化智能传感器系统的初级3.3集成化智能传感器系统的中级3.4集成化智能传感器系统的高级,3.1传感器的集成化与智能化的概述,3.1.1传感器的集成化,一、集成化的含义,传感器的集成化包含两方面的含义：一方面是指把许多同样的单个传感器按一定规律进行阵列集成，比如将单个传感器进行列集成，形成一维传感器，如图3-1(b)所示；将单个传感器集成为矩阵形式，形成二维传感器，如图3-1(c)所示。将传感器进行阵列集成的目的，是为了对空间参数进行测量，例如CCD图像传感器即为此类集成传感器，CD)和面阵CCD(SCCD)之分。,如图3-2所示为一面阵CCD，它由许多单个光传感器(像素)组成，由于单个像素很小，一般约为10m左右，所以可获得清晰的图像。集成化的另一方面含义是指传感器的功能集成化。比如将传感器与其后的各种信号调理电路进行集成，可以把它们集成在同一芯片上，形成单片集成传感器，也可以将它们分别集成在几块芯片上，然后再将这几块芯片组装在一起，形成混合集成传感器。如图3-3所示即为一混合集成压力传感器。图中的温度传感器并不是为了测量温度，而是为了补偿压力传感器灵敏度随环境温度所产生的变化。,图3-1传感器的集成化,图3-面阵CCD传感器简图,图3-3混合式集成压力传感器,二、集成化的优点,提高了传感器性能2.降低了传感器的生产成本3.提高了传感器的可靠性4.促使传感器多功能化、智能化,3.1.2不同集成度智能传感器概述,图3-4集成智能传感器的基本框图,一、智能传感器的初级形式此类传感器形式比较简单，其特征是在传感器内部集成有温度补偿及校正电路、线性补偿电路和信号调理电路，使传感器具有相应的能力，提高了经典传感器的精度和性能。但该形式传感器尚属智能的初级形式，智能含量少，不具备更高级的智能，缺少智能传感器系统的关键部件微处理器，从而影响了其性能的进一步完善，故此形式的智能传感器尚为初级形式。,二、智能传感器系统的中级形式(自立形式)除具有初级智能传感器的功能外，此形式传感器系统还具有自诊断、自校正、数据通讯接口等功能。结构上通常带有微处理器。传感器与微处理器的集成形式可以为单片式或混合式。借助微处理器，该形式传感器系统功能大大增加，性能进一步提高，自适应性加强，事实上它本身已是一个基本完善的传感器系统，故称之为智能传感器系统的中级形式或自立形式。,三、智能传感器的高级形式此形式传感器除具有初级形式和中级形式的所有功能外，还具有多维检测、图像识别、分析记忆、模式识别、自学习甚至思维能力等。它所涉及的理论领域将包括：神经网络，人工智能及模糊理论等等。该传感器系统可具备人类“五官”的能力，从复杂的背景信息中提取有用信息，进行智能化处理，从而成为真正意义上的智能传感器。以上对智能传感器系统各形式之间的划分并无严格的标准，但从传感器技术发展的观点看，以上三种形式的划分，是符合发展趋势的。,3.2集成化智能传感器系统的初级形式举例,3.2.1单片集成式,一、具有CMOS放大器的单片集成压阻式压力传感器,图3-5硅盒结构集成压力传感器剖面,如图3-5为硅盒式集成压力传感器芯片剖面图，该结构采用了硅盒结构，将压敏单元与CMOS信号调理电路集成在同一硅芯片上，其加工过程是先在下层硅片表面通过掩蔽腐蚀的方法形成深10m,长宽各60m的凹坑,将上层硅片与下层硅片在1150高温中键合形成硅盒结构，从而在两层硅片之间生成一个参照压力空腔。然后将上层硅片减薄至30m，再将其表面抛光，通过光刻对中的方法，在参照压力空腔上方的硅膜上用离子注入工艺形成压敏电桥。用标准的CMOS工艺在空腔外围的上层硅片上制作了CMOS信号放大电路，从而形成单片集成的结构。,这种硅盒结构的最大特点是，只需在硅芯片单面进行加工，其工艺与标准IC工艺完全兼容，从而克服了传统硅杯型压力传感器在制作工艺上与IC工艺不兼容的缺点，使压敏元件与信号调整电路的单片集成成为现实。整个集成压力传感器芯片面积为1.5mm2，其电路如图3-6所示。R1R4组成的压阻全桥构成了力敏传感单元，每臂电阻阻值约为5k，信号放大电路由三个CMOS运算放大器及电阻网络组成，其中每个CMOS运放的电路如图3-7所示。图3-6中A1,A2构成同相输入放大器，输入电阻很高，共模抑制比也很高。A3接成基本差动输入放大器形式，整个放大电路的差模放大倍数为,图3-6带CMOS放大器的集成压力传感器,整个放大电路的差模放大倍数为,改变RW可以调整差模放大倍数Ad。该电路要求A3的外接电阻严格匹配，即R10=R9,R7=R8。因为A3放大的是A1,A2输出之差，电路的失调电压主要由是A3引起的，故降低A3的增益有益于减小输出温度漂移。对封装后的整个传感器进行了实际测试，结果表明该传感器具有较高的灵敏度与精度，并且具有良好的线性。,(3-1),图3-7片内CMOS运算放大器电路,二、摩托罗拉单片集成压力传感器MPX3100,MPX3100是摩托罗拉公司X型压力传感器，其量程为0100kPa。按被测量可分为差压、表压和绝对压力三种形式，它集应变仪、温度补偿、标准和信号调理于同一芯片上，且经过计算机控制的激光修正技术，因而具有精度高、补偿效果好、性能可靠、使用比较方便等特点。,图3-8MPX3100内部线路图,1.敏感元件结构及原理,MXP3100的敏感元件为单个X型的压敏电阻，共有四个引出头，即：电源、地、正输出及负输出，其符号如图3-9所示。它的工作原理是利用单片硅压敏电阻产生随压力而变化的输出电压，该压敏电阻是用离子注入工艺制作在硅膜上的，电阻器本身即为敏感元件。施加在硅膜上的压力使压敏电阻的阻值发生变化，从而使输出电压随所加压力产生成正比的变化。,图3-9X型敏感元件符号,X型压力传感器芯片的俯视图和剖面图如图3-10和图3-11所示。由图3-10可见，一只X型压敏电阻器被置于硅膜边缘，其中1脚接地，3脚加电源电压+VS,激励电流流过3脚和1脚。加在硅膜上的压力与电流方向相垂直，该压力在压敏电阻上建立了一个横向电场，该电场穿过电阻器中点，所产生的电压差由2脚和4脚引出。,图3-10X型压力传感器芯片俯视图,图3-11X型压力传感器的剖面图,由图3-11剖面图可以看出，实际上，该压阻硅压力传感器是用两个硅晶片构成的，顶层的硅晶片被腐蚀成所要求的很薄、很平坦的硅薄片，该薄片厚约0.001英寸1英寸=2.54cm。一个矩形的空间被强行复制出来，构成一个腐蚀腔，其腔壁成57.4角，被腐蚀的顶层硅晶片粘贴在底层硅晶片上，其间形成的腔体便构成了一个封闭的真空腔，该真空腔的真空区就是绝对压力传感器测量时的基准真空，即零压力参考点。将顶层硅晶片粘贴在底层硅晶片上的方法有几种，如阳极键合法、玻璃密封法或硅硅键合法。用激光微加工方法在底层晶片上钻一个小孔，作为压力到达空腔的通道，则构成差压或表压传感器；如不在底层晶片上钻孔，腔内封闭的为基准真空，则构成绝对压力传感器。,这种X型压敏电阻结构的压力传感器与通常的惠斯登电桥结构压力传感器不同，它避免了惠斯登电桥的四只电阻不匹配而产生的误差，且简化了进行校准和温度补偿所需要的硬件线路。这是因为X型压敏元件失调误差仅仅由横向电压抽头(2,4脚)的对准度决定，这很容易在一次光刻工序中得到控制。,2.温度补偿,1)满量程温漂补偿X型压力传感器输出电压幅度随温度升高而降低，其典型的温度系数为-0.19%/。另一方面，在固定压力下，由于传感器的输出电压与所加的激励电压成比例，故最常用的满量程温漂补偿方法就是，随温度升高而增大激励电压，用这种方法恰好能补偿因温度升高而导致输出电压的降低。对满量程温漂补偿，激励电压随温度升高而增大的方法有多种，MPX3100中采用的是与X型传感器串联一个电阻RS，使用+5V恒压源供电，RS与X型传感器构成了分压网络，RS应具有负温度系数，温度升高则RS减小。这样，随温度升高加在X型传感器上的激励电压会升高，从而可补偿满量程的温漂。另一方面X型压力传感器本身的电阻具有正温度系数(TCR)，其阻值随温度升高而增加，对满量程温漂也有一定自补偿作用。,实际应用中，有一种简单情况，即在室温下，RS可采用零温度系数的电阻，RS取X型传感器电阻的34倍，一般按下式进行计算:,式中：RS需要串联的电阻值；RX25时X型传感器的电阻。假设25时X型传感器电阻为494,则理想的满量程补偿电阻为4943.5771767。实践表明，这种方法可得到0.5%的补偿精度。,(3-2),2)零位温漂补偿X型压力传感器的零位失调和温漂在制造过程中受到光刻工艺的控制，通过光刻工艺的控制，可使零位失调和漂移做得很小，通常在3V的激励电压下，典型的零位失调电压为020mV，温度漂移为15V/。但在宽温度范围、精度要求较高的情况下，必须考虑对零位失调温漂的补偿。,图3-8的电路中，用OA1通过周围电阻网络可实现传感器的零位温漂补偿，OA1的加入也提高了输入阻抗。下面对零位温漂补偿作进一步分析。由于传感器的电阻具有正温度系数，因此图中U3点电压将随温度上升而增加，U1点电压也随之增大。由于传感器的零位温漂典型值为15V/，则需要计算选择R3的阻值。只要R3选择合适，通过OA1和OA2，U1点随温度的漂移可在U2端抵消零位漂移，具体的R3取值可由下式计算：,式中：U1=最高温度下的U1-室温下的U1U2=最高温度下的U2-室温下的U2,(3-3),如果R1=8k,R2=1k,R5=10k,U1/U2=0.5,则由上式得：R3=4112(取4.2k电阻)。这样如果知道U1/U2,可很快计算出应选择的R3阻值。,3.信号调理和校准电路MPX3100的零位输出典型值为0.5V,满量程输出电压典型值为2.5V,故应将其零位失调电压定在0.5V，为此加入精密电压基准OA3。OA3的电压基准由R7和R8的分压来决定，此电压基准加至OA4的信号输入端，用于校准整个系统的零位失调电压至0.5V。信号的放大由OA2和OA4完成。OA2将差分输入转换为单端对地输出，并提高共模抑制比，也起阻抗转换作用，信号的放大主要由OA4完成。调整经激光修正的电阻RG，可将满量程输出校准到2.5V。,三、带C/U转换电路的硅电容式单片集成压力传感器,硅集成压力传感器目前主要有两种形式：扩散硅压阻式和硅电容式。这两种形式的传感机理不同，相比之下，硅电容式的许多性能指标优于扩散硅压阻式。计算和实验表明，在敏感膜片尺寸和测量范围类同的条件下，硅电容式灵敏度高过压阻式10倍以上，而功耗却低两个数量级。因为扩散硅压阻式的压阻系数随温度变化明显，而硅电容式的传感机理则避开了压阻温度效应，故硅电容式压力传感器的输出比扩散硅压阻式传感器的输出随温度变化要小得多。基于此，硅电容式传感器输出的重复性和长期稳定性也明显优于扩散硅压阻式传感器。硅电容式的缺点之一是输出特性的非线性。不过，在带与处理器相结合的智能传感器系统中，这很容易进行软件补偿，故它输出的非线性已不再是一个主要问题，只要求它具有优良的重复性和长期稳定性。,图3-12传感器电路框图,1.信号调理电路,图3-13传感器的开关电容调理电路,图中前一级放大器的输入电压(Ubg1-Ubg2)由带隙电压基准电路提供，放大器的放大倍数取决于参考电容与传感电容的比值，可计算出前级放大器的输出电压为,后一级放大器中，电压U1与(Ubg1-Ubg2)之差将被放大，放大系数取决于C3与C4的比值(C33=C3,C44=C4)。US为加入信号电压中的恒量，目的是为了选择零压力输出(即失调电压)，这一级放大器的输出电压U2为,(3-4),(3-5),电路最后的输出Uout与U2相等，因为U2与Uo之间是一个低通滤波器(LPF)，并未改变U2的值。假设将传感电容和参考电容视为平板电容器，则传感电容和参考电容分别为,(3-6),(3-7),(3-8),式中：AS传感电容器极板面积；AR参考电容器极板面积；介电常数；X0传感电容器和参考电容器极板间距；,(3-9),在没有压力时比值CR1/CR2被设计为1/2，则比值AR/AS也为1/2，将(3-7),(3-8)两式代入(3-6)式，可得,图3-14带隙电压基准电路,2.传感器结构设计,传感器的剖面结构简图如图3-15所示，它的敏感元件是经微加工而成的方型形膜片，膜片为带有一个中凸硬台的单岛型。膜片上下为两片硼硅玻璃，通过阳极键合工艺将膜片与硼硅玻璃键合为一体。两个传感电容器位于硅膜片的上方，而参考电容器则位于压力敏感区之外，不感受压力。通过将传感电容和参考电容各分为两部分，由金属化的玻璃表面进行连接，从而避免了在玻璃罩上连接电极。除了阳极键合和微加工技术外，传感器的制造加工工艺与标准的CMOS工艺兼容，整个电路及传感单元通过3mn阱区CMOS技术集成在一起。整个集成芯片除上述的传感单元及电路外，还包括一个时钟发生器和一个位于信号输出端的三阶低通滤波器，整个芯片尺寸为8.4mm6.2mm。,图3-15传感器剖面结构简图,四、具有频率或数字输出的单片集成传感器,1.硅微结构谐振式,将硅微机械加工技术与谐振传感技术结合在一起，可以制作出多种形式的硅微结构谐振式传感器。与经典的谐振式传感器相比，它具有微型化、功耗低、响应快和便于集成等特点。由于微型化、低能耗的特点，硅微结构谐振式的测量机制也发生了一些新变化，例如：可以采用热激励、光激励、电磁激励等方法使之工作。硅微谐振式传感器本身的面积一般为2mm2mm，谐振频率一般为100kHz以上，振幅约0.1m。由于硅微谐振式传感器具有诸多的优点，如今它已成为传感器发展的一个新方向。,1)电阻热激励,图3-16所示为一个由单晶硅腐蚀而成的方形膜片谐振子。膜片的几何参数的典型值为：膜厚h=15m,宽a=1000m。膜片上扩散有5个P型电阻，如图3-17所示。其中R为热激励电阻，R1R4以惠斯登电桥形式构成检测源。理论与实践研究表明，这种硅膜片谐振子其机械振动特性与常规的金属膜片基本相同。,图3-16方形硅膜片,图3-17硅膜片上扩散电阻的位置,在热激励电阻R上加载交变的正弦电压uaccost和直流电压udc，于是R上将产生热量：,P(t)可分为恒定分量PS和交变分量Pd1(t),Pd2(t)，且：,(3-10),(3-11),(3-12),(3-13),恒定分量PS将使膜片产生恒定的温度差分布场Tav，这时膜片的正应变与应力的关系为,即,(3-14),其中:1,2为正应变；1,为正应力；E、分别为材料的弹性模量和泊松比。式(3-14)表明：Tav将引起初始应力10和20(因它们与振动位移无关)，且：,在膜片上加上均匀压力后，它将影响膜片谐振子的谐振频率。这个影响是确定的，取决于R在膜片上的位置、PS的大小、膜片自身的热惯性及边界结构等。,(3-15),交变分量Pd1(t)将使膜片产生一个交变的温度应力，当其频率与膜片的自激频率一致时，膜片将发生谐振，通过R1R4组成的电桥检测到含cost的输出信号，经处理、放大，在满足一定幅值、相位条件下，将它反馈到R上，便构成微结构谐振式传感器的闭环自激系统。二倍频交变分量Pd2(t)是热激励方式的干扰信号，为消除其影响，可选择适当的交直流分量，使udcuac。,图3-18桥路输出,(3-16),式中：uo为电桥的恒压源电压。由式中可知，为获得理想输出，应使R1,R3对膜片振动的敏感程度一致，R2,R4对膜片振动的敏感程度一致，同时R1,R3的敏感程度应与R2,R4的敏感程度有显著的差异。为此，根据热激励电阻的位置及膜片的振动特性，可将R1,R2按图3-17设置。,可以假定4个电阻的初值R10=R20=R30=R40=R0。由压阻特性，当膜片振动时,(3-17),(3-18),(3-19),2)光激励,图3-19为带尾纤的全光型微机械谐振式传感器结构简图。它采用的是悬臂梁结构形式。悬臂梁的尺寸约为：长2500m#,宽20m。在悬臂梁上制作了脊型波导，波导在悬臂梁的悬空端中断，中断间距为3040m，悬臂梁的两端各有一条V型槽，输入、输出光纤就埋在V型槽中，光纤的中心正对着脊型波导的端面，激励光纤由带孔的静电封接玻璃固定在脊型波导的上方。,当激励光信号为零时，器件的悬臂梁处于平衡位置，输入、输出波导在同一水平面上，由输入端进入光波导的检测光束可以在输出端由光探测器接收，此时探测到的光信号应为最大，且为恒值。当加上光激励信号，且激励信号频率与悬臂梁的谐振频率相等时，悬臂梁会出现谐振现象，在输出端由光探测器检测到的光信号为频率的交变信号，将此输出信号经过放大、移相等处理正反馈到光激励信号上，可维持悬臂梁的闭环自激谐振。自由状态下，悬臂梁的谐振频率取决于梁的结构参数和所用材料，但当有被测量作用在悬臂梁上，比如压力作用，则悬臂梁的谐振频率会随压力而变化。这样，输出光信号的频率就反映了被测压力的大小，从而可实现压力的传感过程。,图3-19带尾纤的全光微机械谐振式传感器,3)电磁激励,图3-20为日本横河电机株式会社最新研制成的一种硅微结构谐振式压力传感器。其核心部分由感受压力的硅膜片(4mm4mm)和在硅膜表面上制作的两个H型两端固定的硅谐振梁(1200m12m5m)构成，其中一个硅梁制作在硅膜片中央，另一个则制作在硅膜边缘部位，如图3-20(a)所示。两个硅梁被封闭在真空腔内，既可确保梁振动时不受空气阻尼的影响，以提高其Q值，又不与被测介质接触。硅膜片与硅基底的连接采用Si-Si键合工艺完成。采用Au-Si共熔再将硅基底与通压部分的Ni-Fe合金固连(图3-20(b)所示)，组成压力传感器结构。,图3-20硅谐振式压力传感器原理结构,硅梁振动信号的激励与拾取采用电磁方式，如图3-21所示。由永久磁铁提供磁场，通过激励线圈A的交变电流激发硅梁发生谐振，并由拾振线圈B感应硅梁的谐振，感应信号送入自动增益放大器(AGC)，一方面输出频率，另一方面将交变电流信号反馈给激励线圈A，形成一个闭环的正反馈自激系统，以维持硅谐振梁的连续等幅振动。,图3-21谐振传感器闭环系统原理图,当被测压力通入硅膜片内腔时，膜片产生形变。中心处和边缘处的应力方向相反，中心处受拉，边缘处受压，使两个硅谐振梁感受不同的应力作用，导致中心处硅谐振梁的频率增加，边缘处的频率则下降。谐振频率的变化受被测压力调制，两个硅谐振梁的频率差即对应不同的压力值，如图3-22所示(图中实线对应虚线温度升高t的特性)，最高精度可达0.01%FS。用测量频率差的方法检测相应压力，其优点是可以抑制环境温度等外界因素造成的误差(相加误差)。理想情况下，当环境温度变化时，两个谐振梁的频率和幅值的变化应是相同的，所以计量频率差时该变化量相互抵消。,图3-22压力频率特性,2.声表面波(SAW)式声表面波(SAW)传感器的研制、开发始于80年代，近年来在欧美，尤其是在日本，发展十分迅速，已出现了多种类型的SAW传感器。尽管SAW传感器还未真正实用化，但由于它所具有的独特优点，因而受到人们的重视。总结SAW传感器的主要优点有：高精度、高灵敏度；具有频率输出，适应数字化的要求；易集成化，便于大批量生产；结构工艺好，智能化比较方便等等。,图3-23SAWR基本结构,图3-24SAWR结构原理图,图3-25差动式SAW压力传感器结构原理框图,在两个谐振回路中，只要放大器的增益能补偿谐振器的插入耗损，同时又能满足一定的相位条件，就可以起振。起振条件为,式中：GA放大器增益；LS(f)谐振器的插入损耗；R谐振器的相移；E放大器的相移；n正整数。,(3-20),(3-21),SAWR的谐振频率可表示为,式中：声波在压电基底表面内的传播速度；E材料的弹性模量；材料的密度；声波的波长。,(3-22),(3-23),3.电容控制的方波振荡器式,图3-26为一个电容控制的方波振荡器式压力传感器。它包括两个电流源、一个切换开关、压力传感电容CX和一个斯密特(Schmitt)触发器。它的工作过程为：首先切换开关闭合在1点，将传感电容与上电流源接通，此电流源不断对CX充电。当充电电压达到Schmitt触发器的上限阈值时(高触发电平)，触发器翻转到某一电压输出态，此时切换开关受控切换至位置2，传感电容CX与另一电流源接通，开始放电过程。当UC点电压降至触发器下限阈值时，Schmitt触发器翻转至另一电压输出态，然后开关再次切换到位置1，重复以上过程。这样就产生了一个方波输出。不难理解，此振荡器输出的方波频率取决于CX及充、放电电流I0。它们之间的关系为,图3-26电容控制的方波振荡器式压力传感器,其中：UH为Schmitt触发器的滞后电压。由上式可见，由于CX为压力敏感电容，则输出的振荡频率fX与压力之间有对应的关系，从而实现了压力的传感测量。,图3-27改进形式的传感器简图,4.环形振荡器式硅压力传感器,1)环形振荡器该压力传感器使用的环形振荡器由七个双输入的或非门组成，在293K的温度及5V的供电电压(VDD)情况下，环形振荡器的频率范围可从2030MHz，具体的频率范围又受制造技术公差的影响。本设计中的供电标准电池量程为35V(VDD)。环形振荡器采用3mp阱区标准CMOS工艺，集成在N型硅膜片100晶向上，其中n沟道场效应管和p沟道场效应管中的电流流向与晶体的110晶向相同，整个芯片的尺寸为5mm5mm,环形振荡器占有的面积为380m190m。,2)硅膜片,单岛型方形硅膜片的简图如图3-28所示。两个环形振荡器集成在硅膜片上，其中一个(RO1)集成在单岛的边缘上，另一个(RO2)则位于靠近传感器框架的膜片边缘上。这样，当膜片受到压力后，两个环形振荡器受到的应力方向正好相反，环形振荡器中场效应管的电流方向选择在膜片主应力的横断方面上，而该主应力方向则与传感器芯片框架和岛的边缘垂直。相应的横向压阻系数对n沟道场效应管而言约为-2210-6/巴(1巴(bar)=105Pa)。对p沟道场效应管则约为-4410-6/巴。环形振荡器在硅膜片上的具体位置可由有限元模拟分析方法确定。,图3-28硅压力传感器俯视及剖面图,硅膜片的蚀刻是在85温度下，采用浓度为33%的KOH水溶液来完成的。为避免岛的边角根切，采用了补偿结构。对膜片的正面电路采用机械保护方法，而膜片反面则使用等离子化学气相淀积方法(PECVD)形成Si3N4掩蔽膜。为便于压力测量，最终将整个传感芯片粘着在陶瓷支撑片上。,3)压力灵敏度,在电源电压VDD=4V时，两环形振荡器频率的相对变化与压差的函数关系如图3-29所示。待测压力从芯片反面通入，靠近传感器芯片框架的环形振荡器则受到压应力，且由于N型和P型场效应管具有负的压阻系数，故这个环形振荡器的频率将减小。而另一个靠近岛的环形振荡器情况刚好相反。两振荡器的压力灵敏度分别为-1.0810-2/巴和1.2310-2/巴。两路频率信号均有一定的非线性，其非线性主要来源于压阻效应的非线性与硅膜片特性的非线性，且这种非线性将受温度的影响。,图3-29各种信号形式与压差的函数关系,环形振荡器压力灵敏度受温度和电源电压的影响。以零压力时情况为例，当温度升高时，零压力输出频率将减小。通过实验数据的最小二乘法处理，可以确定在VDD=5V时，环形振荡器的频率温度系数为(-3.450.05)10-3/K，二次项温度系数为(6.51.0)10-6/K2，且这两种温度系数与VDD有微弱的相关性。在相对VDD的灵敏度方面，当DD降低时，环形振荡器输出频率将减小。在VDD=5V时，测得的频率降低约为(1619)%/V。,4)信号处理为消除温度及电源电压对压力灵敏度的影响，首先想到的是采用双环形振荡器的频率比()的信号。由参考环形振荡器感受周围温度及电源电压的变化，而主环形振荡器则感受待测压力。由于两者受温度及电源电压的影响是相同的，则通过共模抑制，频率比信号可消除温度及电压的影响。实际数据表明，采用频率比信号形式，信号受温度及电源电压的影响大大减小，而且两环形振荡器的零压力频率比越接近1，则温度及电源电压的补偿效果越好。由于两环形振荡器设计上是相同的，故其频率比相对1的偏差将取决于制造工艺的一致性。,频率比信号的另一优点是，可提高压力灵敏度。本例中将两个环形振荡器集成在膜片不同位置上，使两个振荡器的输出频率相对于待测压力变化的方向相反，则相应频率比信号的压力灵敏度为两单个环形振荡器压力灵敏度之和。在图3-29中，可清楚地看到这一点。然而，频率比信号也具有固有的缺点：即使两单个环形振荡器的压力频率特性为严格线性时，频率比信号仍具有明显的非线性，这种非线性为相反变化的频率比信号所固有，它与单个环形振荡器的压力灵敏度以及待测压力的最大值成比例。对图3-29中的频率比()信号进行计算，所得的非线性为4.910-3。,为了利用频率比信号的高灵敏度，同时又消除它固有的非线性，可采用一种新的信号输出形式，即：频率比与频率比倒数的差(-1/)。这种新信号形式有三大优点：第一，该形式信号的非线性与简单的频率比信号的非线性相比，大为降低，对图3-29中的数据计算表明，这种新信号形式的非线性小于510-4，比频率比信号降低了近一个数量级。如果零压力时的频率比等于1，则这种新信号形式的非线性几乎为0。,第二，由图3-29中可以看出，信号-1/的灵敏度为简单频率比信号的两倍；如果两个环形振荡器的灵敏度相同，则信号-1/的灵敏度将为单个环形振荡器的四倍。第三，如果零压力时的频率比为1，则信号-1/的零点输出将几乎为0。图3-29中微小的残余零输出7.610-3已被减除。,5.具有数字输出的触发器型集成传感器,图3-30电子触发器(a)简单触发器；(b)加到触发器1点的电压脉冲,图3-31“1”的几率与应力及电阻相对变化的关系曲线,这种传感器的最大优点在于它的输出是一系列的脉冲，而这些脉冲很容易计数，而且它的结构简单、灵敏度高以及易于集成，非常适合于智能的传感器系统。另外，这种传感器可使用几乎所有类型的传感元件，像光电器件、热电耦、霍尔器件以及离子敏感场效应管(ISFET)等都能用在触发器的结构中。触发式传感器也存在缺点：它采用非对称传感信号与随机噪声相比较，来决定触发器的输出状态概率，由于噪声的平均功率很小，从而限制了这种传感器的量程范围。克服这一缺点的方法是：不采用噪声信号作为比较信号，而采用人为设计好的三角波或锯齿波信号与传感信号进行比较，这种方法虽使传感器灵敏度有所降低，但扩大了测量范围，且系统灵敏度可调。,6.I/F转换式压力传感器,图3-32为日本丰田研究和发展中心实验室设计的一个压力传感器。它采用了电流/频率转换器。该压力传感器主体为一个电桥，通过扩散技术，将电桥的四个压敏电阻做在一个硅膜片上。为了降低温度灵敏度，电桥采用了恒流源(Q1,Q2)供电，电桥输出信号首先进入差动放大器A1进行放大，然后驱动一个由放大器A2、定时电容Ct和电阻Rt等组成的I/F转换器，最终输出一个与待测压力相应的频率输出。传感器输出频率的标称值为200kHz，当压力从0750mmHg(1mmHg=133.322Pa)变化时，相应的频率变化为30kHz。,图3-32I/F转换式压力传感器,3.2.2初级形式的混合多片集成式,一、具有温度补偿功能的压阻全桥传感器,1.压阻全桥传感器的温度补偿方法1)零位失调及零位温度漂移的补偿在压阻全桥中，当两相对桥臂电阻之积相等时，电桥平衡，输出为零，即没有零位失调。实际上，由于制作工艺的原因，四个电阻之间总存在误差。如果电阻误差引起的两个桥臂不对称性为3%，则在3V恒压源供电情况下，就会产生30mV的零位输出信号，这相当于一个很大的压力引起的输出，给传感器带来误差，因此，必须进行失调补偿。其方法如下：,图3-33零位失调补偿方法(a)串联法；(b)并联法,当四个桥臂电阻为已知时，可在对边桥臂电阻乘积较小的任一臂上，串联一个小电阻RS或在对边桥臂电阻乘积较大的任一臂上并联一个大电阻RP，以使电桥平衡。如图3-33所示，如果R1R3-R2R40。为使Uo=0，补偿后电桥的平衡条件为,(串联时),(并联时),求出两种情况下，补偿电阻RS、P的表达式为,同理，如果R1R3-R2R40，则可将RS与R4串联或将RP与R3并联，同样可求出RS,RP的表达式。,(3-25),(3-26),当四个桥臂电阻未知，而零位失调电压已知时，可根据失调电压的正负，在适当桥臂上串联一个RS。下面推导RS在此种情况下的表达式，当四个桥臂电阻不相等时，采用恒压源供电时电桥的输出为,求上式全微分，则有,(3-27),求得微分结果为,上式整理后得,式中：Uo零位失调；U恒压源电压；Ro桥臂电阻均值，其值为;R1=R1-Ro,R2=R2-Ro,R3=R3-Ro,R4=R4-Ro;R=(R1+R3)-(R2+R4)。,(3-28),补偿电阻RS的表达式为,(3-29),利用上述两种调零方法调零后，一旦温度发生变化，由于四个桥臂电阻温度系数不一致，输出会再度出现零位失调，即存在零位温漂。为补偿零位温漂，可采用串并联补偿法。如图3-34所示，在R1臂上串一补偿电阻RS，同时在R2臂上并一补偿电阻RP。图3-34中四个桥臂电阻R1R4有正温度系数，选择RS,RP的温度系数近似为零，这样当温度升高时，R1+RS增加得较慢，R2与RP的并联电阻增量也很小。适当选择RS和RP的数值，就可使温度变化时，基本不发生零点漂移，从而达到零点温度漂移补偿的目的。,图3-34零位温漂补偿电路,设：四个桥臂电阻R1,R2,R3,R4的初始电阻值分别为R10,R20,R30,R40，温度系数分别为1,2,3,4,在t温度变化范围内桥路都能平衡，则应有,将,代入上式得,将上式展开得,由上式显然可见，在t温度变化范围内桥路平衡条件有两个，即,(3-31)式是忽略了高阶项条件下，桥臂电阻温度系数的制约条件;(3-30)式是对桥臂电阻初始值的要求。,(3-30),(3-31),在R1臂上串联RS，则串联后桥臂电阻为,即串联RS后，桥臂的初始等效电阻变为,(3-32),串联RS后等效电阻温度系数为,串联电阻RS使桥臂电阻增大。但因通常RSR20时并联电阻RP的温度系数P的影响可忽略不计。,(3-34),(3-35),桥路平衡须满足：,(3-36),(3-37),令,由上式解得,(3-38),(3-39),(3-40),2)灵敏度温度漂移的补偿压敏电阻电桥的灵敏度是随温度变化的，即存在灵敏度的温度漂移。这种温度漂移主要是由于压敏电阻的压阻系数随温度变化引起的，而压阻系数随温度的变化又与材料掺杂的杂质浓度有关。由半导体的压阻效应可知，在外加压力作用下引起半导体材料的电阻率或电阻的变化为,其中：压阻系数；E杨氏弹性模量；应变；G=E称为材料的G因子，具有负温度系数。,又知，恒压源U供电时，全桥差动电桥的输出UBD表达式为,又知，恒流源电流I0供电时全桥差动电桥的输出表达式为,根据拼凑补偿法的思想，制作一个恒压源，供电电压U具有正温度系数，随温度升高引起桥路输出UBD增加以补偿G因子负温度系数引起桥路输出的减少。(相互)拼凑补偿法的实现方式有很多。,(3-41),(1)选择合适的掺杂浓度：控制合适的掺杂浓度，可以控制G因子的温度系数，使它与桥臂电阻R的温度系数R相等，R=，则(3-41)式变为,忽略高阶项Rt2，则有,如果有|R|=|，数值相等符号相反则R+=0;桥路输出将不随温度变化，从而获得完全补偿。,式中：R0桥臂电阻初始值；G0G因子的初始值。,获得完全补偿的条件R+=0的掺杂浓度有两个数值：P型电阻的表面掺杂浓度约为21018个原子/厘米3和21020个原子/厘米3(不同类型杂质有所不同)。在较低掺杂浓度时，压阻系数44数值较大，故电桥有较高的压力灵敏度。为了获得较高的灵敏度，一般常选用21018个原子/厘米3的掺杂浓度，以实现灵敏度漂移内补偿的目的。,(2)正温度系数恒压源补偿法：,图3-35热敏电阻网络实现的正温度系数恒压源补偿电路,图3-36灵敏度温漂补偿电路,晶体管集电极到发射极的电压降为,则压阻全桥的实际供电电压为,电阻R5和R6是利用同样工艺在同一芯片上形成的，具有相同的温度系数，所以R5/R6不随温度变化。当温度升高时，晶体管的发射结压降Ube减小，从而使桥路供电电压UB提高，最终使得电桥输出增大。这样就补偿了电桥压力灵敏度随温度升高而下降的缺点。,(3-42),下面进一步推导最佳温度补偿的R5/R6表达式。已知电桥压敏电阻的相对变化为,式中：G为材料的灵敏系数，又称材料的G因子；材料的应变。设:,式中：Ube晶体管V的发射结压降；t摄氏温度变化；G0基准温度下G的值；Ube0基准温度下Ube的值；Ube的温度系数；G的温度系数。,(3-43),(3-44),当UP不随温度变化时，即达到最佳温度补偿的目的，故令,即,整理上式得,(3-45),由于、很小，略去2t项，于是得,式中Ube0一般取0.7V，大约温度升高1,Ube下降2.4mV，故,一般取值为-310-3/，因此,(3-46),(3-47),3)温度漂移的三点补偿法所谓三点补偿法，是指根据传感器工作的环境温度，确定三个温度点，在这三个温度点上对传感器的零点迁移、零点温漂和灵敏度温漂进行补偿。比如：选择0#,25和80三个温度点，在这三个点上进行补偿，由于温度漂移特性的连续性，从而可在整个温度变化范围内满足补偿要求。当然，理想的温度补偿应使零点与灵敏度不受温度的影响，这实际上是很难实现的。从某种意义上讲，各种补偿方法都只能尽量接近这些要求，不可能做到100%的补偿。三点补偿法是实践中常使用的方法之一。,三点补偿法的主要特点为：可同时完成传感器的零位调整、零位温漂及灵敏度温漂的补偿。如图3-37(a)为三点温度补偿法的电路，其中R1R4为桥路压敏电阻，RA、RC为包含热敏电阻及固定电阻的网络。采用电阻网络是因为热敏电阻网络的电阻温度变化关系可以人为调整，且热敏电阻网络较之热敏电阻，其随温度变化的非线性也可以得到改善。,图3-37三点补偿法电路图(a)温度补偿电路；(b)RA网络；(c)RC网络,电路的温度补偿原理如下：采用恒压源VCC供电，选择温度T=Ti(i=1,2,3)，则Ti温度下桥路的零点输出Uoi和满量程压力下的输出Upi为,其中:,(3-48),(3-49),(3-50),(3-51),(3-52),(3-53),式中：R1iR4i,Rp1iRp4i为压敏电阻R1R4在T=Ti时，对应待测压力为零和满量程时的电阻值；Rrai,Rrci为Ti温度下热敏电阻Rra,Rrc的值；Xa,Ya,Za,Xc,Yc,Zc为电阻网络RA,RC中的固定电阻。令Uoi=0(或迁移值),Upi=Upo(常数)，由方程式(3-48),(3-49),(3-50),(3-51)可求得电阻网络在Ti温度下的阻值RAi和Rci，再将RAi,Rci代入方程(3-52)和(3-53)，可解出电阻网络中固定电阻Xa,Ya,Za,Xc,Yc,Zc的值，根据计算选择合适的电阻组成网络，接入桥路，补偿即告完成。根据图3-37(a)的补偿电路，进一步写出(3-48),(3-49),(3-50),(3-51)式的具体形式如下：,(3-54),(3-55),(3-56),(3-57),根据图3-37(b),(c)，可写出(3-52),(3-53)式的具体形式为,其中：,(3-58),(3-59),(3-60),4)温度漂移的双桥补偿法,前面分析的温度补偿方法，一般采用热敏电阻或热敏电阻网络，对电桥进行补偿，这两种方法有两个明显缺点，其一是补偿元件与力敏电阻电桥必须处于相同的温度中，否则不仅达不到补偿效果，而且会出现捉摸不定的情况；其二是增加了传感器的尺寸，不利于传感器的微型化、集成化。双桥补偿法利用双电桥之间的互补，实现温度补偿的同时，避免了热敏电阻补偿法的缺点。,图3-38为一种结构的双桥补偿法电路图。它将力敏电阻全桥本身作为一个采温元件，构成感温电桥的一个桥臂电阻，也就是桥中有桥。把测压电桥和感温电桥的输出信号通过各自仪表放大器作比例放大，然后再通过模拟运算器相加或相减，可对零点温度漂移进行补偿，而灵敏度温度补偿则通过恒流源供电来解决。由于力敏电阻全桥本身就是感温元件，因此温度信号和传感器的零位变化完全同步，保证了温度补偿的同步。因为传感器本身没有添加任何附件，从而可保证它的尺寸微型化。,图3-38双桥补偿电路图,该压力传感器在满量程40kPa时的输出电压为50mV/5V,失调电压Uos随温度变化的特性如图3-39所示，在040间Uos大约变化2mV，故未作温度补偿时测压电桥的零位温度系数Tco=-110-3/。UP是测压电桥输出经放大器IA1放大后的输出电压。测压电桥由阻值约5.4k的四个力敏电阻R11,R12,R13,R14组成，其等效输入电阻R6(为(R11+R12)与(R13+R)的并联)随温度变化的特性如图3-40所示。由该图可估算Rb的温度系数TCR2.710-3/。测温电桥由R22=R24=200,R21(可调)Rb四个电阻组成，Ut是测温电桥的输出经放大器IA2放大后的输出电压。,Ut也随温度而变化，这是因为测温电桥的桥臂Rb(测压电桥的等效输入电阻)随温度变化(当R22,R24,R21是外接固定电阻时)；或是测温电桥四个桥臂电阻温度系数有差异(当R22,R24,R21制作在与四个力敏电阻同一芯片的非受力区时)，我们总是可以通过调整IA1,IA2各自的增益，可使其输出Ut与UP数值尽量接近，而符号相反，经加法器相加后可使其随温度的变化量相抵消，实测结果如图3-41所示，在040间总的零位温漂约110-4/,补偿效果显著。,图3-39零位失调电压与温度的关系,图3-40电桥电阻与温度的关系,图3-41电压输出Ut,Uo,UP和温度的关系,图3-42为另一双桥结构的压力传感器芯片剖面图及正面图。该传感器采用了单岛结构，其双桥制作在同一芯片的不同厚度膜片上，即桥1的四个电阻设置在岛两侧的薄膜区、桥2的四个电阻设置在薄膜两侧逐渐增厚的区域，这种电阻设置方法可大大节省芯片的面积。当压力作用在芯片正面时，两桥对压力响应的灵敏度不同，桥1的灵敏度将比桥2大。另外，两桥的输出也均随温度变化，采用双桥间的相互补偿，可同时实现传感器零位温漂和灵敏度温漂的补偿。,对该结构进行应力分析表明，岛两侧的应力分布是对称的，而且薄膜区两侧逐渐增厚的厚硅区也存在较大的应力作用。因此，通过适当的设计可使在应力作用下电阻的变化量满足：,由R1,R2,R3,R4以及r1,r2,r3,r4各自组成完整的惠斯登电桥，用以检测传感器对压力的响应。该压力传感器每个电桥的灵敏度均可表示为,(3-61),式中：x,y,x,y,为只与材料有关的参数。上述双桥灵敏度之比应为,设传感器的双桥均采用恒压源供电，当传感器的膜片承受压力为P，环境温度为T时，双桥的输出分别为,(3-62),(3-63),(3-64),(3-65),2.一种具有温度补偿功能的混合集成压力传感器,压力传感器的集成包括单片集成和混合集成两种形式。前者优点在于敏感元件与信号调理电路制作在同一硅片上，因而容易实现传感器的微型化及批量生产。不足之处是敏感元件的零位时漂、温漂以及灵敏度温漂是随机的，单片集成方式难以准确补偿，因而传感器的精度及温度特性难以得到大幅度提高。相比之下，混合集成形式虽具有体积大、不易形成批量生产和不易实现微型化等缺点，但它可通过灵活的补偿方法，获得较高的精度及温度稳定性。,图3-43混合集成压力传感器电路图,1)压力敏感元件压力敏感元件采用(100)面矩形硅敏感膜，在膜中心部分沿方向设置四个敏感电阻，组成惠斯登全桥结构，当供电电压为6V,输入压力为1atm时电桥满量程输出为(1020)mV/6V,零位温漂系数1%FS/，灵敏度温漂系数0.5%FS/。,2)零位温漂补偿电路补偿零位温漂的方法有多种，常见的是将桥路设置为开口，其上串联上温度系数很小的电阻进行补偿。由于此例的压力敏感元件为封闭桥路输出，故采用了在某一臂上并联电阻RP进行零位温漂补偿。这种方法适用于封闭桥路，且实现起来比串联补偿简便，效果也好。对于如图3-44所示的桥路，未补偿前其零位温漂为,式中：Uo,UoT分别为室温及高温下桥路零位输出值，X1X4为应变电阻随温度的变化率，UE为桥路恒压源电压。,(3-66),设在桥路的R1臂上并联上补偿电阻RP后，该桥臂电阻随温度的变化率改变量为X,则变化后的零位温漂Uo为,补偿零点温漂，要求Uo=0。由此可得,由于Uo,UE均为已知，则由上式可求得|X|，即并联的补偿电阻RP值也可求得。由X的符号可确定RP应设置的位置。,(3-67),图3-44零位温漂补偿电路,3)灵敏度温漂补偿电路,图3-45灵敏度温漂补偿电路,图3-45中敏感电桥的输出可近似为,灵敏度温漂补偿，要求,代入上式可导出,(3-68),式中：VCC电源电压；晶体管be结压降随温度的变化率；K应变电阻的灵敏系数；应变电阻灵敏系数的温度系数，可由测量得到。选择RA,RB的阻值时，应将二者与桥路电阻联系起来考虑。若其阻值选择得太小，温补三极管不能正常工作；RA,RB也不能太大，否则易出现补偿过头。具体选择时应使RA,RB满足RBVCC/(RA+RB+Ro)在12V之间，Ro为桥路等效输入电阻。,4)信号放大电路压力敏感电桥的满量程输出为1020mV，希望经放大后输出信号在12V之间，为此，需要放大器的增益在100倍左右。此外，放大电路应具有输入阻抗高、输出阻抗低、输入输出失调小以及温度稳定性好等特点。为此放大电路中选用了双运放A1,A2的同相输入形式(如图3-43)，以提高放大电路的输入阻抗。第二级采用差分输入负反馈的形式以减小输出阻抗，并由双端输出转换为单端输出。在输出的最后接一个由A4构成的电压跟随器，目的是减小输出端负载对输出信号的影响。整个放大电路的放大倍数可由电阻R8调节。,5)综合补偿混合集成压力传感器需将压敏元件与上述补偿电路及信号调理电路连成一体，由于各部分电路之间的相互联系和相互影响，因此，前述零位及灵敏度温漂补偿规律对整个传感器而言都需做适当的调整。比如：灵敏度温漂补偿电路的介入必将影响敏感元件零位温漂的补偿效果；而零位温漂补偿电阻的加入将使桥路输出进入放大器的非线性区；放大电路的介入，由于其自身的时漂及温漂，又使传感器的精度下降。解决的办法