【电气工程及其自动化】48v10a开关电源设计

本科生毕业设计（论文）48V/10A开关电源设计二级学院信息科学与技术学院专业电气工程及其自动化完成日期2014年5月10日A基础理论B应用研究C调查报告D其他目录1绪论211概述212开关电源与线性稳压电源213开关电源主要分类2131硬开关变换器2132软开关变换器314本文的主要内容42移相控制全桥变换器的基本理论521基本的全桥PWM变换器522移相全桥控制方式623移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器的工作原理73全桥PWMDCDC开关电源的设计1231设计指标1232电源实现方案简述1333相控开关电源主电路原理图13331输入整流滤波电路14332全桥逆变电路14333高频变压器、谐振电感和隔直电容14334输出整流滤波电路1534UC3879控制芯片的电器特性1535控制、驱动与保护电路设计16351控制电路16352保护电路16353驱动电路1736主电路参数设计18361输入滤波电路参数的选择18362高频变压器的设计20363谐振电感的选择21364串联耦合电容的选择21365开关频率21366输出滤波电路参数的选择22367输出整流二极管的选择23368主功率管的选择244总结24参考文献2548V/10A开关电源设计摘要论文主电路采用移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器；文中详细分析了移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器的工作原理和控制方式。按照要求设计了控制电路，驱动电路及保护电路，控制芯片选取UC3879。最后设计了一个通信用48V/10A的开关电源。关键词开关电源；移相控制；全桥变换器ASWITCHINGPOWERSUPPLYOF48V/10AABSTRACTTHISDISSERTATIONSELECTPHASESHIFTINGCONTROLZVSPWMDCDCFULLBRIDGECONVERTERTOBETHEMAINCIRCUITANDTHISDISSERTATIONANALYZESTHEWORKINGPRINCIPLEANDCONTROLMODEOFPHASESHIFTINGCONTROLZVSPWMDCDCFULLBRIDGECONVERTERACCORDINGTOTHEDEMAND,THECONTROLCIRCUITANDDRIVECIRCUITANDPROTECTCIRCUITISDESIGNED,SELECTEDTHECONTROLCHIPUC3879SO,ASWITCHPOWERSUPPLYOF48V/10AFORCOMMUNICATIONSYSTEMISDESIGNEDKEYWORDSSWITCHPOWERSUPPLYPHASESHIFTEDCONTROLFULLBRIDGECONVERTER1绪论11概述电源对于各种电器设备就象心脏对于人体一样非常重要，没有电源则各种用电设备将无法运行。当代计算机、通讯等许多高新技术均与电源的电流、电压、频率和相位等基础参数的转换、控制相关，现代电子技术能够精确控制和高效率的处理这些参数，特别是能够实现大功率电能的频率变换和稳压，为其他多项高新技术提供了发展的基础。电源变换新技术及其产业的进一步发展也为大幅度节能降耗、节省材料以及为提高生产效率提供了重要手段，并给现代化生产和生活带来深远影响。12开关电源与线性稳压电源线性稳压电源的工作原理是将来自电网的交流电压经过工频变压器降压后，再经过整流、滤波和线性稳压及输出滤波、反馈电路处理，最后输出一个纹波电压和稳定性能均符合要求的直流电压。开关电源工作原理不同于传统线性稳压电源，它是采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比来调整输出电压。它直接将电网工频电压经整流滤波为直流电压，再经主变换电路处理后经输出整流滤波，反馈电路对输出电压进行采样，并把所采样信号送到控制电路进行比较放大处理，以此调节输出的PWM脉冲占空比，最终输出一个纹波电压和稳定性能均符合要求的直流电压。开关电源在效率、体积和重量等方面都远远优于线性电源，因此已经基本取代了线性电源，成为电子设备供电的主要电源形式。只有在一些功率非常小，或者要求供电电压纹波非常小的场合，还在使用线性电源。13开关电源主要分类根据开关器件的开关状态，可以将开关型功率变换器分为两大类硬开关PWM变换器和软开关变换器。131硬开关变换器在电力开关变换器的发展过程中，硬开关器件PWM变换器的研究最早，相关理论也基本成熟，它是软开关变换器的基础。由于该技术比较成熟，控制简单，功率拓扑简洁，目前它在实际工程应用中依然占据主导地位。一般来说，所谓PWMPULSEWIDTHMODULATION技术是指在开关变换过程中保持开关频率恒定但通过改变开关的接通时间的长短即脉冲宽度，使得当负载变化时，负载上的电压输出变化不大的方法。开关器件的开关状态可以用其开关轨迹来直观表示，如图1。从图中可以看到，实际工作时硬开关器件上电压和电流都存在振荡，而且开关损耗相当大。图1功率开关器件的硬开关轨迹132软开关变换器为了不断提高功率变换器的品质，满足电子设备不断提高的要求，针对硬开关PWM变换器的不足，相应提出了软开关变换器的概念并得到广泛的研究。该技术条件下的软开关变换器的开关特性示意图可用图2直观表示。高频化是开关变换技术的重要的发展方向，其原因是高频化可以使开关变换器的体积、重量大为减小，从而提高变换器的功率密度。而且开关频率的提高对于降低开关电源的音频噪声和改善动态响应也大有好处。计算机芯片的超大规模化为这种实现提供了可能。为了使变换器能在高频下高效率的运行，国内外电力电子界自70年代以来，不断研究开发高频软开关技术。80年代末期，脉宽调制软开关技术SPWM的问世，推动大功率逆变技术的研究与应用水平又上了一个新的台阶。脉宽调制软开关技术综合了传统脉宽调制技术和谐振技术的优点，仅在功率器件换流瞬间，图2软开关变换器的开关特性示意图应用谐振原理，使开关变换器的开关器件中的电流或电压按正弦或准正弦规律变化。当电流自然过零时，使器件关断；或电压为零时，使器件开通，实现开关损耗为零，从而实现零电压或零电流转换，而在其余大部分时间采用恒频脉宽调制方法，完成对电源输出电压或电流的控制。因此开关器件承受的电流或电压应力少，可使开关频率提高到兆赫的水平。14本文的主要内容本文研究的内容及要解决的问题分为四章来阐述第1章绪论。介绍开关电源与线性稳压电源及开关电源发展趋势，并介绍了硬开关功率变换电路与软开关功率变换电路的区别。第2章全桥变换器的基本理论。研究了全桥PWM变换器及其控制方式，并进一步研究了移相控制方式及移相控制ZVSPWM全桥变换器的优缺点。第3章ZVSPWMDCDC全桥变换器。研究了移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器的电路拓扑、工作原理，重点分析了实现软开关的条件。第4章全桥PWMDCDC开关电源的设计。以第三章中介绍过的移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器为主电路拓扑，利用UC3879芯片构成控制电路，初步设计了一个48V/10A的通信用开关电源系统。2移相控制全桥变换器的基本理论21基本的全桥PWM变换器PWMPULSEWIDTHMODULATION脉冲宽度调制是指在开关电源工作过程中，开关频率不变，通过改变开关接通时间的长短即脉冲宽度来实现对输出电压和输出电流的调整，开关管的通断控制与开关管上流过的电流和两端所加的电压无关。PWM开关技术以其电路简单，控制方便而获得了广泛的应用，许多国家争先致力于功率电子器件、磁性材料、控制集成芯片和电路拓扑等方面的研究。PWM在DC/DC变换器中，有单管构成的变换器，一般适用于中小功率应用场合。全桥变换电路拓扑是目前国内外多管DC/DC变换电路中最常用的电路拓扑之一，在中大功率应用场合更是首选拓扑，这主要是考虑它具有功率开关器件电压、电流额定值较小，功率变压器利用率较高等明显优点。PWMDC/DC全桥变换器典型结构及主要波形如图3和图4所示。图3PWMDC/DC全桥变换器结构图图4PWMDC/DC全桥变换器主要波形图从图3和图4中可知DC/DC全桥变换器由全桥逆变器和输出整流滤波电路组成。VIN是输入直流电压，Q1、D1与Q3、D3组成一个桥臂，Q2、D2与Q44、D4组成一个桥臂。高频变压器TR的原副边匝比为K11，DR1和DR2是输出整流二极管,LF是输出滤波电感，CF是输出滤波电容，RID是负载。考虑所有元器件为理想情况，通过控制四只开关管，在A、B两点得到一个幅值为VIN的交流方波电压，经过高频变压器的隔离和变压及由DR1和DR2构成的全波整流，在C、D两点得到幅值为VIN/K的直流方波电压，LF和CF组成的输出滤波器将这个直流方波电压中的高频分量滤去，在输出端得到一个平直的直流电压，其电压值为V0DVIN/K，其中醒占空比，D，TON是导通时间，TS是开关周期。通过/2ONS调节占空比来调节输出电压V0。22移相全桥控制方式移相控制方式是近年来在全桥变换器中使用最多的一种软开关控制方式，它是谐振变换技术和PWM技术的结合。其工作原理为每个桥臂的两个开关管互补导通，两个桥臂的导通之间相差一个相位，即所谓移相角。通过调节018移相角的大小来调节输出电压的脉冲宽度，从而达到调节相应的输出电压的目的。各开关管的驱动信号如图5所示。移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件。漏电感储存的能量对功率开关管的两端并联的输出电容充放电来使开关管两端的电压下降到零，使电路的四个开关管依次在零电压下导通，在缓冲电容的作用下零电压关断，从而有效的降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器装置提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时还保持了一般全桥电路中的结构简单、控制方式简洁、开关频率恒定、元器件的电压电流应力小的优点。为了避免开关过程中的损耗随频率的上升而急剧增加，移相控制软开关的各种拓扑结构不断出现，有效的解决了硬开关中所出现的各种缺陷，成为当前使用最为广泛的电路结构。图5移相控制方式23移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器的工作原理移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器利用变压器的漏感或原边串联电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现零电压开关，它的电路结构如图6，主要波形如图7所示。其中，D1D4分别是Q1Q4的内部寄主二极管，C1C4分别是Q1Q4的寄生电容或外接电容是谐振电感，它包括变压器的漏感RLL1K和外接电感。每个桥臂的两个功率管成180O互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一个相位，称Q1和Q3组成的桥臂为超前桥臂，Q4和Q2组成的桥臂为滞后桥臂。CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLUOCDLRABVIN图6主电路图图7主要波形基本移相控制ZVSPWMDCDC全桥变换器一个周期内有12个开关模态，每个时间段对应的等效电路如图8图14所示。在分析之前，先做如下假设1、所有开关管和二极管均为理想器件；2、所有电容，电感和变压器均为理想元件；3、C1C3CLEAD，C2C4CLAG；4、LFLR/N21开关模态0（T0时刻）T0时刻对应于图8。Q1和Q4导通。原边电流由电源正经Q1，谐振电感LR，变压器原边绕组以及Q4，最后回到电源负。DR1导通，DR2截止，原边给负载供电。2开关模态1（T0T1时间段）T0T1时间段对应于图9。在T0时刻关断Q1，原边电流从Q1中转移到C1和C3支路中，给C1充电，同时给C3放电。由于有C1和C3，Q1是零电压关断。在这个时间段，谐振电感LR和滤波电感LF是串联的，而且LF很大，因此可以认为原边电流IP近似不变，类似于一个恒流源。这样原边电流IP和电容C1，C3的电压分别为；IPTIPT0I0（21）VC1TTT0）（22）LEAD12CIVC3TVTT0（23）LEAD1在T1时刻，C3的电压下降到零，Q3的反并二极管D3自然导通，从而结束这一时间段，该时段持续时间为T01（24）1INLEADIC23开关模态2（T1T2时间段）T1T2时间段对应于图10。D3导通后，开通Q3。虽然这时候Q3被开通，但Q3并没有电流流过，原边电流由D3流通。由于是在D3导通时开通Q3，所以Q3是零电压开通。Q3和Q1驱动信号之间的死区时间TDLEADT01，即TDLEAD（25）1INLEADIVC2在这一时间段里，电路处于一个很复杂的谐振过程。原边电流等于折算到原边的滤波电流，即IPT（26）NTLF在2时刻，原边电流下降到2。4开关模态3（T2T3时间段）T2T3时间段对应于图11。在T2时刻，关断Q4，原边电流IP由C2和C4两条路径提供，即原边电流给电容C4充电，给电容C2放电。由于C2和C4的存在，Q4是零电压关断。此时VABVC4，VAB的极性由零变负，变压器副边绕组电势下正上负，整流二极管DR2导通整流二极管DR1和DR2CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RFUOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVIN图8T0时刻等效电路图图9T0T1时刻等效电路图CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RFVOCDLRABVIN图10T1T2时刻等效电路图图11T2T3时刻等效电路图CFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVINCFDR1Q1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4TRDR2LFD2RLVOCDLRABVIN图12T3T4时刻等效电路图图13T4T5时刻等效电路图CFDR1VINQ1Q2Q3Q4D1D3D4C1C2C3C4BALRTRDR2DLFCVORLD2图14T5T6时刻等效电路图同时导通，将变压器副边绕组短接，这样变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，VAB直接加在谐振电感LR上。因此在这一时间段，谐振电感LR和电容C2和C4发生谐振，原边电流IP和电容C2，C4的电压分别为IPTI2COSTT2（27）VC4TZPI2SINTT2（28）VC2TVINZPI2SINTT2（29）其中，ZP,1。LAGR/CLLAGRCL在时刻T3，当C4的电压上升到VIN时，D2自然导通，从而结束这一时间段，该时段持续时间为T23SIN1（210）12PINIZ5开关模态4（T3T4时间段）T3T4时间段对应于图12。在T3时刻，D2导通，将Q2的电压箝在零电位，此时开通Q3就是零电压开通。驱动信号之间的死区时间TDLAGT23即TDLAGSIN1（211）12PINIZV虽然此时Q2己开通，但Q2不流过电流，原边电流由D2流通。原边谐振电感的储能回馈给输入电源。由于副边两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压VIN加在谐振电感两端原边电流线性下降，原边电流为IPTIPT3TT3（212）RINL到T4对刻，原边电流从IPT3下降到零，二极管D2和D3自然关断，Q2和Q3中将流过电流，从而结束这一时间段，该时段持续时间为T34LR（213）IN3PVT6开关模态5（T4T5时间段）T4T5时间段对应于图13。在T4时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加，此时Q2和Q3为原边电流提供通路。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边绕组电压仍然为零，加在谐振电感两端的电压是电源电压VIN，原边电流反向增加。原边电流为IPTTT4（214）RINL到T5时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流ILF5/N值，结束这一时间段。此时整流管DR1关断，DR2流过全部负载电流。该时段持续时间为T45（215）IN5LFRVT7开关模态6（T5T6时间段）T5T6时间段对应于图14。在这一时间段里，电源给负载供电，原边电流为IPTTT5（216）FR0INLNTI5LF在时刻T6，Q3关断，变压器开始另一半个周期，其工作情况类似于上述的半个周期。3全桥PWMDCDC开关电源的设计31设计指标1输入特性单相交流输入，有效值波动范围，即176253V；频率4565HZ。1520V2输出特性A、输出电压额定值48V，浮充电压528V，均充电压576V；B、输出电流额定值10A；C、纹波噪声200MV峰峰；D、最大输出功率600W；E、效率88；F、工作环境温度4060；G、重量30KG；H、具有输入过压/欠压保护、输出欠压报警/输出过压保护、过流保护。32电源实现方案简述该相控电源体积小、重量轻、变换效率高、动态响应快的特点。如采用传统的开关电源，功率开关管一般工作在硬开关条件下，其开关损耗较大，难以提高开关频率，限制了电源的小型化。本项目研制的电源采用零电压ZVS相移软开关全桥变换器电压电流双闭环控制方案，利用UC3879芯片构成控制电路，与基本的全桥PWM变换电路相比，仅需外加一个谐振电感，可以在较宽范围内实现所有功率开关管的零电压开关，开关管上没有电压尖峰，从而减少功率开关管的开关损耗。在变压器的原边电路中加入两个箱位二极管，以克服输出整流管的反向恢复造成的电路振荡和电压尖峰，提高变换器效率。图15电源实施方案原理框图相控开关电源实施方案框图如图15所示。单相220V/50HZ电压经过EMI滤波器，进行整流和滤波，得到一个脉动直流电压。该脉动直流电压经过主功率变换电路ZVS全桥变换器后经滤波得到稳定48V/10A直流输出。辅助电源为控制、保护和驱动电路供电。控制电路由控制芯片UC3879外围电路和保护电路组成。保护电路包括输入过压、欠压保护、输出欠压报警、输出过压保护、过流保护等。驱动电路由驱动变压器和功率放大电路组成。33相控开关电源主电路原理图电源的主电路结构如图16所示，由输入滤波电路，单相逆变桥高频变压器、谐振电感和隔直电容，输出整流滤波电路组成。图16主电路结构图331输入整流滤波电路输入整流滤波电路将电网电源进行整流和滤波，得到直流电压，供给DCDC全桥逆变电路。其中L1、L2、L3、C6、C7、C8构成输入EMI滤波器，它能减少电源内部噪声共模和差模对电网的干扰，同时又能抑制电网对电源的干扰；C9和C10是电解电容，它起滤波作用；C11是无极性电容，用于吸收直流母线上的高频电压尖峰。332全桥逆变电路全桥逆变电路路由Q1Q4四个功率开关管MOSFET组成，D1D4分别是Q1Q4的内部寄生二极管，C1C4分别是Q1Q4的寄生电容，L4是谐振电感，T是高频变压器。本逆变器采用移相控制方式，每个桥臂的两个功率管成互018补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一个相位，称Q1和Q3组成的桥臂为超前臂，Q4和Q2组成的桥臂则为滞后臂。逆变桥为高频变压器提供脉宽可调的高频交流方波电压。333高频变压器、谐振电感和隔直电容高频变压器起隔离和降压的作用；谐振电感L4用来帮助实现功率开关管的零电压开关；隔直电容C5用来防止高频变压器直流磁化。由于功率开关管的离散性和电压误差放大器的调节作用，全桥逆变电路的交流方波电压中含有较小直流分量，如果不用隔直电容将直流分量隔去，高频变压器就会饱和，导致全桥逆变电路的开关管烧毁。334输出整流滤波电路输出整流滤波电路用来将变压器副边的高频交流方波电压整流和滤波，得到48V的直流电压。其中DR1和DR2是输出整流二极管，L5是输出滤波电感,C12、C13、C14是输出滤波电容。34UC3879控制芯片的电器特性UC3879系列IC通过移相的开关方式控制全桥变换器的功率管。该IC在恒频脉宽调制时结合谐振过程，来实现高效率高性能的零电压开关。UC3879可独立编程控制时间延迟，在每只输出级开关管导通之前提供死区时间，它为每个谐振开关区间里实现ZVS留有余地。UC3879重要设计特点1、用的开关频率可达300KHZ；2、可实现0100占空比控制；3、4个100MA图腾柱式输出级；4、适用于电压拓扑和电流拓扑；5、软启动控制；6、两个半桥输出的导通延迟都可单独编程；7、欠电压锁定UVLO；8、10MHZ误差放大器；9、锁定后的过电流比较器在整个工作周期内均可重新启动；10、在欠电压锁定期间输出变低35控制、驱动与保护电路设计351控制电路UC3879控制与驱动电路如图17所示。VCVINUVSEL12V；在5脚与地之间接75K的电阻和001UF的电容设置超前臂开关管的死区时间为05US；在15脚与地之间接75K的电阻和001UF的电容设置滞后臂开关管的死区时间为05US；在RT脚与地之间接一18K的电阻，在CT脚与地之间接一470PF的电容设置开关频率为100KHZ。图17UC3879控制外围电路352保护电路除了输出电流限制和开关管过流保护以外，本电源还设置有三个保护功能和一个报警功能L输入过压保护；2输入欠压保护；3输出过压保护；4输出欠压报警。电路如图18所示。图18保护电路此三种保护功能和一个报警功能的实现电路是类似的，输入电压经过分压后送到比较器的反相端，比较器的同相端接给定电压，只是比较器的输出不同，即输入过压时，比较器输出低电平；输入欠压时，比较器输出高电平。由于输入、输出电压必须隔离，所以输入过压、欠压的检测和保护电路用另一路辅助电源供电，其保护信号由光电藕合器隔离后与输出过压信号连在一起。前面二种保护电路的输出经过与非门的运算后，成“或”的关系，即只要发生一种故障，与非门的输出即输出低电平，光电祸合器IC7不导通，使二极管D22导通；而输出过压时，保护电路IC6B输出高电平直接使二极管D23导通，高电平加到UC3879的CS脚，使UC3879的输出全部关断。输出欠压时，比较器输出高电平，发光二极管LEDI点亮，发出欠压信号。为了保护主功率管不致过流烧毁，利用电流互感器T4图18检测变压器的原边电流，D15D18将检测到的电流信号整流后，经由IC4B，D19引到UC3879的电流检测端CS脚。当原边电流过流时，检测到的电流信号超过25V，UC3879的输出全部关断。353驱动电路在选择开关管的驱动电路时，考虑了以下四个因数1、主功率管选用的是MOSFET，MOSFET是电压型驱动方式；2、本开关电源采用移相控制方案，每个桥臂的两个开关管互补导通；0183、芯片UC3879提供了四个输出电流峰值为100MA的图腾柱输出级；4、每个桥臂的两个开关管的驱动电路要相互隔离。由于同一桥臂的两只开关管的驱动信号均为正负半周对称的交流信号，因此可用一个三绕组的高频变压器来产生。在驱动变压器的原边串接了一个100电阻，用以限制原边最大电流。由于驱动变压器驱动同一个桥臂两个功率管，因此要求绕组之间必须有500V以上的绝缘电压。36主电路参数设计361输入滤波电路参数的选择（1）EMI滤波电路L1、L2、L3、C6、C7、C8构成输入EMI滤波器，它能减少电源对电网的干扰，同时又能抑制电网对电源的干扰；C9和C10是电解电容，它起滤波作用；C11是无极性电容，用于吸收直流母线上的高频电压尖峰。L1、L2场和C6构成低频正态滤波器，选择L1L2100UH，C61UF，由L1、L2和C6构成低频滤波器的截止频率为FC1/2113KHZ。6L3和C7、C8构成高频共态滤波器，选择L34MH，C7C83300PF，由L3和C7、C8构成的低通滤波器的截止频率为FC1/244KHZ。低于开关32管的开关频率。（2）输入滤波电容的选择对于中小功率电源来讲，一般采用单相220V交流输入；而中大功率电源则采用三相380V交流输入，交流电VLINE经过全桥整流后得到脉动直流电压VIN，输入滤波电容CIN用来平滑这一直流电压。CIN的选择比较关键，如果CIN太小，直流电压VIN的脉动就会比较大。CIN一般选用电解电容。由于电解电容存在等效串联电阻ESR和等效串联电感ESL，变换器在吸收和回馈高频电流时，电解电容上的直流电压会产生高频电压尖峰，为了抑制高频电压尖峰，有必要在电解电容两端并联无极性小容量的高频电容。为了得到所需要的输出电压，需要过大的占空比调节范围。同时，直流电压VIN的最小值VINMIN也会较小，要求高频变压器的原副边匝比较小，导致开关管的电流增大，输出整流二极管的反向电压增大；如果CIN太大，其充电电流脉冲宽度变窄，幅度增高，导致输入功率因数降低，EMI电磁干扰增加，过高的输入电流使得输入整流管和滤波电容的损耗也增加。一般而言，下述经验算法比较合理在最低输入交流电时，整流滤波后的直流电压的脉动值VPP是最低输入交流电压峰值的2025。可以按照下面的步骤来计算CIN的容量1、输入交流电的线电压有效值VLINEMINVLINEMAX176V253V；2、线电压峰值VLINEMINVLINEMAX249358V；223、整流滤波后直流电压的最大脉动值按20计算VPPVLINEMIN202492050V314、整流滤波后的直流电压VINVLINEMINVPPVLINEMAX200358V；225、输入功率PIN为POUT/。PIN600/08868182W为了保证整流滤波后的直流电压最小值VINMIN符合要求，每个周期中CIN所提供的能量WIN约为WIN1515（J）32MINF681245式中FMIN45HZ是输入交流电压的最低工作频率。每半个周期输入滤波电容所需提供的能量为CIN（VLINEMIN（VLINEMINVPP）332IN1222因此输入滤波电容的容量为CIN688F3422MINMINILELEPW215490可以选用两个470UF/400V的电解电容并联使用。为了压制高频电压尖峰，在电解电容两端并联一个15UF的无极性的高频电容。选定CIN则可计算出整流后的直流电压的最小值214V（35）MINV2MININLEWC（3）输入滤波电感的选择对于大电流设备所选用的工频滤波电感取值不宜过大，一般在几MH至几十MH之间，不然在断电后将产生很大的电势，可能损坏元件。考虑到功率因素校正最佳参数设计，输入滤波电感可由下式近似计算LRL（36）MIN03FRL为负载电阻，可用整流输出直流平均电压除以直流平均电流来求得。362高频变压器的设计高频变压器的输入电压和输出电压一般都有一定的变化范围，确定高频变压器变比必须保证在最低输入电压时能够输出所要求的最高电压V0MAX，而这时高频变压器工作在最大占空比DMAX。对于输出电压较低的高频变压器，VDR与V0可比，不能忽略。对于输出电压较高的高频变压器，VDR不太重要，可以忽略。最低输入电压VINMIN决定了高频变压器原边最低电压V1MIN，当然，这时高频变压器副边电压也是最低的，即V2MIN。这几个量应满足以下关系V2MIN（37）0MAXLFDR考虑到ZVS全桥变换器存在占空比丢失现象，我们取副边最大占空比DMAX085，则副边电压V2MIN为V2MIN70V（38）0MAXLFDR5760158其中，V0MAX是最高输出电压，VLF是输出滤波电感的支流压降，VDR是输出整流二极管的通态压降。高频变压器原副边比K为K306（39）1MIN2V470故取K3。363谐振电感的选择超前桥臂的零电压开关较易实现，滞后桥臂实现零电压开关比较困难。谐振电感是用来帮助实现滞后桥臂的零电压开关，为开关管的零电压开关提供足够的能量。为实现滞后桥臂的零电压开关，必须满足L4CMOS（310）12I32INV其中L4是谐振电感，I是滞后桥臂开关管关断时原边电流的大小，CMOS是开关管漏源电容，VIN是整流滤波后的直流电压。谐振电感L4的选择应考虑下述因素1、为了在任意VIN时均能实现滞后桥臂的ZVS，VIN应取最大值VINMAX；2、考虑在1/3满载以上时实现零电压开关；3、负载电流为1A时滤波电感LF的电流ILF临界连续。也就是说，ILF的脉动量22A。LFI0I在1/3满载时I144A3110MAX/3/2LFIIK10/32开关管IRF840的漏源电容CMOS140PF，VINMAX358V，可得L423UH。364串联耦合电容的选择由式C可得21RFFKL04UF（312）5210SF52610370365开关频率DLOSS可由下式计算DLOSS31340SINLIFVK从上式可知，当I0最大、VIN最小时，副边占空比丢失最大，DLOSSMAX为DLOSSMAXFS143FS（314）642310610因为副边最大占空比为085，所以DLOSS1085015，可得FS105KHZ,取FS100KHZ。366输出滤波电路参数的选择在PWMDCDC全桥变换器中，原边的交流方波电压经过高频变压器变压和输出整流后，得到一高频直流方波电压。从输出滤波器侧看，PWMDCDC全桥变换器类似于一个BUCK变换器，只不过它的工作频率为开关频率的两倍。在设计PWMDCDC全桥变换器的输出滤波电感和输出滤波电容时，可以选用BUCK变换器的计算公式，只要将其开关频率FS改为2FS即可。（1）输出滤波电感的选择在设计BUCK变换器的输出滤波电感时，要求输出滤波电感在某一最小电流I0CCM时保持连续。输出滤波电感可按下式计算LF（1）31502LFCMVI0/INLFDRVKFLF是输出滤波电感的工作频率，VDR为输出整流管的压降，VLF为输出滤波电感上的直流压降。一般的经验算法是要求输出滤波电感电流的最大脉动量为最大输出MAXLFI电流的20，也就是在输出满载电流为10的条件下，输出滤波电感电流应保证连续。式315中的I0CCM可取10I0MAX。为了保证滤波电感电流的最大脉动量不超过最大输出电流的20，式315中的V0取V0MIN，VIN取VINMAX，FLF2FS，上式315可改写为LF（1）3160MIN21SCVFI0MINAX/INLFDRVKV15484835/1571UH（2）输出滤波电容的选择输出滤波电容可由下式计算CF（1）3170MIN28FSOPVL0MINAX/INLFDRVK（1）65348711485/1052497UF考虑到电解电容有等效串联电阴ESR，这里选用两个15UF的电解电容并联使用。本电源的最大输出电压为576V，可以选用电容耐压值为63V。367输出整流二极管的选择本电源的开关频率为100KHZ，输出整流管选用快恢复二极管。1额定电压变压器副边是全波整流电路，加在整流管上的反向电压为VDR2VIN/K。对于本电路而言，整流管上承受的最大反向电压为VDR2VIN/K2358/3240V。在整流开关时，有一定的电压振荡，因此需要考虑2倍的余量，可以选用2X24