[硕士论文精品]交流感应电机矢量控制系统的滑模变结构控制及相关问题研究

海交通大学博士后研究工作报告摘要交流感应电机矢量控制系统得到了越来越广泛的应用。传统的交流感应电机矢量控制系统广泛采用PIDPI控制，但它存在易受系统参数变化影响、对负载变化的适应能力差和抗干扰能力弱等显著缺点，不适合控制性能要求高的场合。滑模变结构控制是一种强鲁棒性的控制方法，具有快速响应、对参数及外扰变化不敏感、无需系统在线辨识，实现简单而且很适合计算机实现等优点，很适合高性能交流感应电机矢量控制系统。本文是作者在博士后期间针对交流感应电机矢量控制系统的滑模变结构控制和相关问题的科研总结，主要包含以下内容首先在交流感应电机数学模型的基础上，介绍矢量控制的原理，分析比较了间接矢量控制和直接矢量控制方法。对于数字化电流控制，分析预测电流控制对精确电机数学模型和参数的依赖性，提出一种具有对外部扰动和系统参数变化强鲁棒性的积分型滑模变结构电流控制方法。将积分型滑模变结构控制应用到速度控制中，为减小滑模变结构控制引起的抖振，提出一种模糊神经网络滑模变结构速度控制器。研究在电机的电压、电流限制条件下，交流感应电机在弱磁区的最大转矩运行情况；分析漏磁系数对电机最大转矩运行的影响；分析比较常用的弱磁控制方法，提出一种在弱磁区保证电机最大转矩输出能力的电压控制方法。针对无速度传感器矢量控制，提出一种观测转子速度和转子磁链的降阶推广卡尔曼滤波算法，对构成的无速度传感器矢量控制系统性能进行了研究。仿真和实验结果验证了所采用的控制方法的有效性和先进性。关键词交流感应电机矢量控制滑模变结构控制弱磁控制无速度传感器矢量控制IIL上海交通大学博士后研究工作报告ABSTRACTTHEVECTORCONTROLLEDINDUCTIONMOTORDRIVESHAVEBEENUSEDINCREASINGLYININDUSTRIALAPPLICATIONSTHETRADITIONALVECTORCONTROLLEDINDUCTIONMOTORDRIVESWITHPICONTRO】SCHEMEWHICHAREHEAVILYINFLUENCEDBYTHEDEVIATIONSOFSYSTEMPARAMETERS，VARIANCEOFSYSTEMLOADANDEXTEMALDISTURBANCES，ARENOTSUITABLEFORHIGHPERFOM_1ANCEAPPLICATIONSTHEMETHODOFSLIDINGMODEVARIABLECONTROLISCHARACTERIZEDBYINSENSIFIVENESSTOVARIATIONSOFSYSTEMPARAMETERSANDEXTERNALDISTURBANCESNONEEDOFPARAMETERIDENTIFICATIONS，FASTDYNAMICRESPONSEANDEASYIMPLEMENTATIONRHESEADVANTAGESMAKEJTAPPLICABLETOHIGHPERFORMANCEVECTO卜CONTROLLEDINDUCTIONMOTORDRIVESTHEDISSERTATIONAIMSINTHEINVESTIGATIONOFTHEAPPLICATIONOFSLIDINGMODEVARIABLECONTR01METHODTO也EVECTORCONTROLLEDINDUCTIONMOTORDRIVESITINCLUDESTHEAUTHORSRESEARCHRESULTSINTHEAREAINRECENTYEARSFIRSTLYDIRECTVECTORCONTROLISCOMPAREDWITHINDIRECTVECTORCONTROLBASEDONTHEMATHEMATICMODELOFINDUCTIONMOTORSECONDLY,THEDETAILANALYSISOFCURRENTPREDICTEDCONTROLANDSLIDINGMODEVARIABLESTRUCTURECONTROIAREPRESENTEDANINTEGRALSLIDINGMODEVARIABLESTRUCTURESTRATEGYFOREURRENTCONTROLISDEVELOPEDWHICHISROBUSTTODISTURBANCEANDPARAMETERDEVIATIONTHEINTEGRALSLIDINGMODEVAILABLESTRUCTURECONTR01STRATEGYISAPPLIEDTOSPEEDCONTR01THENEWMETHODOFNEUROFUZZYSLIDINGMODEVARIABLESTRUCTURESPEEDCONTRO】JSPROPOSEDJNORDERTOREDUCETHERESULTINGCHATTERTHEOPERATIONWITHMAXIMUMTORQUEINTHEFLUXWEAKENEDREGIONANDTHEINFLUENCEOFLEAKAGEFLUXCOETHCIENTAREANALYZEDINDEMILUNDERTHELIMITEDVOLMGEANDCURRENTOFMACHINEADEWVOLTAGECONTROLSTRATE鲥FORFLUXWEAKENINGISPRESENTED，WHICHENSURESTHECAPACITYOFMAXIMTINTORQUEOVERAWIDERAILGEOFFLUXWEAKENINGANEWREDUCEDORDEREXTENDEDKALMANFILTERFORTHEESTIMATIONOFROTORSPEEDANDFLUX沁PROPOSEDINSPEEDSENSORLCSSVECTORCONTROL，ITSHOWSSIGNIFICANTSAVINGSINCOMPUTATIONALREQUIREMENTSTHERESULTSOFSIMULATIONANDEXPERIMENTATIONAPPROVEDTHATTHECONTROLSTRATEGIESPRESENTEDINTHISDISSERTATIONALEQUITEEFFECTIVEKEYWORDSACINDUCTIONMOTOR,VECTORCONTROL，SLIDINGMODEVARIABLESTRUCTURECONTROL，FLUXWEAKENINGCONTROL，SPEEDSENSORLESSVECTORCONTROL，IV上海交垣大学博士后研究工作报告第一章缭论11引言第一章绪论交流感应电机具有多变量、强耦合、非线性的特点，它的动态方程是由高阶非线性多变量状态方程来描述的，因此它的控制相当复杂。在工业应用中，交流感应电机最常用、最简单、最经济的控制方法是丌环VF控制，但应用这种控制方法的交流驱动系统性能较差，负载转矩和电源电压的波动会引起转速和气隙磁链较大的波动，而且动态响应缓慢，系统性能不令人满意。矢量控制技术带来了高性能交流驱动技术的突破。矢量控制通过坐标变换的方法将电机定子电流分解为磁场分量和转矩分量，用解耦控制方式分别控制电机的磁场和转矩，类似于直流电机的控制，使交流感应电机的性能可与直流电机相媲美。因此，交流感应电机矢量控制系统得到了越来越广泛的应用”。传统的交流感应电机矢量控制系统广泛采用PIDP2控制，但它存在易受系统参数变化影响、对负载变化的适应能力差和抗干扰能力弱等显著缺点，不适合控制性能要求高的场合B川。而交流感应电机本身是。个多变量、非线性、强耦合的时变参数系统，很难用精确的数学模型来描述，而且交流感应电机矢量控制系统在运行过程中常因机械传动机构带来如间隙、机械磨擦、变形、振动等非线性问题，负载又经常大范围地变化。因此，要得到高性能的交流感应电机矢量控制系统就必须应用新型控制理论和先迸控制策略使系统具有强鲁棒性，以克服参数变化、负载变化及非线性因素对系统性能的影响O“。滑模变结构控制是一种强鲁棒性的控制方法，具有快速响应、对参数及外扰变化不敏感、无需系统在线辨识，实现簿单而且很适合计算机实现等优点川”。，很适合交流感应电机矢量控制系统。12交流感应电机矢量控制原理121交流感应电机的数学模型交流感应电机在印坐标系如图11所示中的数学模型可写为鸽一章特论主塑窒望查鲎堡主墨翌壅三堡垄宣UR；IP、L，0R，IPJ国，V；T丢N，鲁虼Z品一Y其中VY二婚厶J；K1、I，。，崂L，PKU“；。弘；声IIJ。JI知I盘JRTP为电机极对数。Q1213A圉L。L幽坐标系和妒坐标系图L，2转子磁靛向由坐标系交流感应电机在以同步速度。旋转的由同步坐标系如图L1所示中的数学模型可写为UR，IP、L，歹。V1IOR，P夕V十歹娩一，贼、T丢门P了LMLP“QVWFD其中2上海交通大学博士后研究工作报告第一章缔论、L，二JY毛TI工。I；VY玉Y之L,I；L。IUE“品矗品I吃JIQI；磊JT”RQ12。2交流感应电机的矢量控制原理16由式14可以看出，由坐标系中电机的数学模型仍是强耦合的，需要进一步简化。令口车由与转子磁链矢量、L，方向致，即把礴由定向到转子磁链矢量、|，方向，如图1，2所示，则L|RO0VMV对笼型转子感应电机，有“耐“。0。因此由式141虬2南如T慨上。F致2赢176可得181911式中转子时间常数ZL，R，。由上面式1819可以看出，定向到转子磁链矢量后，定子电流的两个分量实现了解耦，转予磁链，仪由F。产生，与I；。无关，I。称为定子电流的励磁分量；当Y，不变，转矩F，与，。廖正比，I；。称为定子电流的转矩分量，因而交流感应电机具有与它励直流电机相似的磁链、转矩模型。通过坐标变换，将交流感应电机的数学模型变换到转子磁链矢量定向的两相坐标系中，等效为直流电动机，就可以通过控制定子电流矢量的两个分量，象控制直流电机一样独立地控制交流感应电机的磁链和转矩，这就是交流感应电机矢量控制的基本原理一，。要实现矢量控制，首先必须确定转子磁链矢量的方向。根据确定转子磁链矢量方向的方法不同，矢量控制可以分为问接矢量控制和直接矢量控制。间接矢量控制系统如图13所示，转子磁链矢量的相角9。通过转子速度和指令转差速度得到上海交通大学博士后研究工作报告式中口2CO，国出。一三。T一09L5RYR11SD一般采用磁链开环控制，结构简单。从式111看，指令转差速度的计算依赖电机的转子电阻、自感和互感等参数，而实际运行时电机温度的变化和频率不同时集肤效应的变化将引起转子电阻的变化，同时饱和程度的不同将使电感发生变化，这些都使计算的指令转差速度出现误差，造成磁场定向的偏差，引起过磁或欠磁及转矩控制的非线性“”圳，而且间接矢量控制采用磁链开环控制，不能及时校正磁链的偏差，从而影响稳态和动态性能。尤其对较大功率电机、高效率电机及电机的弱磁运行，影响更严重。在电机的弱磁运行时，如不能及时补偿转差速度的误筹，可能会引起转矩和磁链的振荡。虽然在参数辨识和参数白适应方面做了不少研究工作，但由于辨识算法的收敛速度和自适应算法本身的参数依赖问题，效果并不理想“”3。因此，间接矢量控制适用于小功率电机和低速不要求弱磁控制的场合。图13间接矢量控制系统上海交通大学博士后研究工作报告第一章埔论直接矢量控制系统如图14所示，转子磁链矢量的相角0。是利用电机电压、电流信号或电流、速度信号观测转子磁链矢量而得到，磁链采用图14直接矢量控制系统闭环控制，较间接矢量控制复杂。虽然转子磁链矢量的观测也受某些参数变化的影响，但比起间接矢量控制参数变化的影响更容易得到补偿，高速时可获得更精确的转子磁链矢量相角0。而且磁链闭环控制可进一步降低对参数变化的敏感性，提高磁场定向准确度“”2。因此，直接矢量控制适用于高速和要求弱磁控制的场合。13滑模变结构控制131滑模变结构控制原理滑模变结构控制不仅适用于单输入或多输入线性系统，而且同样适用于非线性系统。为了简单起见，以单输入线性二阶连续系统为例说明滑模变结构控制的原理”1。单输入线性二阶系统的状态方程为文AXBU112其中状态向量XH，X7，U为系统的控制输入，AR2蛇和BR2“为常数阵。取开关切换函数为SXCXLX2C0113由滑动模态存在性和可达性条件上海交通大学博士后研究工作报告SXJX0求出控制函数啦，心114篇三三通过上面的变结构切换控制，系统有图15所示的相平面运动轨迹，其中轨迹I表示理想情况下的运动轨迹。从轨迹I可以看出，系统状态变。量的运动轨迹首先趋近并在有限时间内达到切换线SXCXIX20，然后沿着开关切换线向原点运动。故系统在开关切换线上的运动可以定义为SX“1X20，JX0116这时系统的运动称为滑动模态或滑模运动。滑模运动具有一个非常重要的性质它只与参数C有关，而与控制对象的参数变化及外部扰动无关。因此，构成的控制系统在滑动模态上具有绝对的抗外部扰动和系统参数变化的优良特性，而且通过选择切换函数使滑动模态渐进稳定，则控制系统在滑动模态上也是渐进稳定的。_J今卜0、0SXO，是一个小正数。2用饱和特性代替控制函数的继电特性图16B对于式48，用下面的饱和函数代替符号函数蹦KSGNS一KSATS即其中玎13，是一个小正数，饱和函数如下120121122SR11SLRL1123SIRL0124上式中如果K的值取的很小，K，的值相当大，可以保证趋近速度在远离切换线面时大而在切换线面附近时渐近于很小的速度K，从而兼有抖振小及动态过程快的优点。132离散滑模变结构控制滑模变结构控制不仅具有强鲁棒性的优点，而且控制规律比较简单，易于用微处理器及高性能的单片机来实现。离散控制系统有它的特殊性，这是离散滑模变结构控制需要研究的问题”3“。对于一个单输入的离散采样系统JOR，、【，叩，SLFDSE海交通大学博士后研究工作报告XK1GXK三MJ|XR”扰R125定义离散开关切换面为SKCXKSR126离散滑模存在性和可达性条件不能简单地类推连续系统的滑模存在性和可达性条件为S后SK1一S庀0T1290若定义滑模变结构系统的李亚普诺夫函数为Y尼三S2尼O2则离散滑模存在和可达的条件为矿后IMAXF彤一上。气，LMAXAE。D础疋，“L五2MAXAR一址。CG】，叫I石L筋。MAX【ALOC。，SD勤0【MAX噬一心C一一YT三。0223A五。JMIN阻一D趔已，2LOI筋2MAXDIE“厶J_，】，矗O223B名一MI“咄一址，岛口上，肛M】西MAXAR；一址。C，】，O【MAXA42RFLAXAEQ猷煳，5口“，们【MAXA一心LE】0223D这样，由式222223可以得到式220的积分型离散滑模变结构电流控制的指令电压。24PWM技术三相电压型逆变器如图23AP示，由6个开关元件组成。屯、1分别表示桥臂A、B、C的开关状态，屯1表示桥臂A上边的开关呙合下这的开关断开，屯O则相反、墨可类推。这样，逆变器的开关状态共有8种OOO、111、001、OLO、011、100、101、1LO，上海交通大学博士后研究工作报告第二章滑摸变结构JU溢抖剖图23A1|电压型逆变器图23B开关电压矢量六边形不同的开关状态下逆变器的输出电压也不同。PWM技术将电流调节产生的指令电压信号转换成分别控制逆变器三个桥臂开关状态的三相PWM信号，控制逆变器施加到电机上的电压，从而控制电机的电流跟踪指令电流。交流电机驱动中最常用的实时数字化PWM方法是空间矢量调制法241空间矢量调制法逆变器输出的开关电压矢量即空间电压矢量为U，言S6E口“38CEJ4X13I0，1，2，7224式中，L、S。、S。分别是逆变器三相桥臂的开关状态。图23B表示逆变器8种开关状态对应的8种开关电压矢量，其中U。、U。是零矢量，它们将空间分成六个区域。PWM调制的基本原理是用若干个开关电压矢量合成的等效空问电压矢量逼近参考电压矢量U。不失一般性，在图24A中，假设U“位于U，和U之间的I区，与U，的夹角为R。图24B表示尸WM调制结果，用相邻开关电压矢量U。、U和零矢量的加权和表示的合成电压矢量逼近U，图中咒、瓦、疋、L分别是U。、U，、U。、U，的作用时间。在一个调制周期中，合成电压矢量的平均值等于U，即两者对时间的积分值相等U1正U0死U1正U2疋U7弓U1正U2疋25将上式中的空间电压矢量转换到一个叩坐标系中，得到R石LUII；正詈“。正寻“。I；乏L疋上海交通大学博士后研究工作报告第二章埘模变结构I乜淹拧制解得L铜U陋N；刊产。拈HTSINR“M226咒一TTI一疋零矢量作用时间的处理方法为J毛2P瓦一IT227【弓1一PL一五瓦式中，P可以取【O，1区间内的任意值，一般设置P05，即TOL。当U位。111，睾UJHU氟8B图2，4空间电压矢量PWM原理图于其它区域时，处理方法相同，仅需用相应的相邻空间电压矢量替换U，、IJI，。区域和夹角的计算方法为RR1日P“”佃叫L詈I“228伽口FL翌L。0D61；IL4J，式中P为参考电压矢量U与口轴的夹角。242PWM过调制策略当P1IRM调制系数超过最大线性调制系数定义调制系数脚7为逆变器输出相电压基波幅值“，。与逆变器方波运行时相电压基波幅值2”。丌的比值时，由于受直流母线电压的限制，逆变器输出电压出现失真，此时称PWM进入过调制区。在过调制区，逆变器输出电压的失真和由此产生的睹波电流随着调制系数的增大而增大。为减小电压失真，充分利用直流母线电压，PWM过调制时需要采用特殊的调制策略”。5。下面以参考空问电上海交通大学博士后研究工作报告第二章州模变结构电流控制压矢量U位于区域I图25B为例，介绍两种空间矢量过调制策略并给出相应的规则采样法的实现。1最小相角误差过调制从上节的分析已知，当参考空间电压矢量的幅值LUL川3，即U的末端位于开关电压矢量组成的六边形的内切园上时图25A，达到最大线性调制。当川“。拈时，如果U的末端位于六边形之内，仍可按式226计算开关电压矢量的作用时问。当在某些位置U的末端将位于六八同。V沙图2513,最大线性调制；B过调制边形之外时，如果按式226计算开关电压矢量的作用时间Z和L，将会出现五五的不合理的结果。为了能够实现调制，将U限制到它与六边形的交点D处，形成新的参考空间电压矢量U图25B，用U代替U，再按式226计算开关电压矢量的作用时间正和巧。U具有与U相同的相角，因此这种方法具有最小相角误差的优点。要确定U的矢量端点落在六边形内部还是外部，可以用下面的简单办法来判断先按式226计算出五和疋，将I瓦值与T比较，当正正T时，说明U的矢量端点落在六边形内部；而当正瓦R时，说明U的矢量端点落在六边形外部。由式226可以看出，因为U的相角与U的相同，正和均按U幅值减小的比例减小，因而有一1偈正亿，利用这个关系及正巧Z，可得出如下的算法FT阢P。712J丁T一I吖巧O229上海交通大学博士后碍|究工作报告第一章泔模变结构FU流控制当JU“L23时，U端点的轨迹为开关电压矢量组成的六边形，达到本方法的最大调制，相应的逆变器输出相电压波形如图26所示，基波幅值为6“。肠2，对应的最大调制系数为M。O952。2最小幅值误差过调制上面的方法中，如果当U的末端位于六边形之外时，将U投影到六边形的边AB上，形成以点C为末端的新参考空间电压矢量U，图25B，用U代替U，再按式226计算开关电压矢量的作用时间，这样的处理方法就叫作最小幅值误差过调制，可以看出，在末端位于六边形的边上的矢量中U与U之间的误差矢量的幅值最小。，和幅值IU，L可按下式计算一号AWRGL2GM“COS”O“N3L詈，OJ。W】I2，OARC文而蒜，詈3OA蚓2西面而UDC230B熊一2M二，二IIIIILILLT2”一F_图26逆变器输出相电压波形式中Y为U与U。的夹角，MLU愀2“。肛。如果JU2“。S时，当U比较靠近顶点邯寸，U的投影点将落在边AB之外，用式230计算，Y州3，可令Y州3，用U作为U，。当1增大到某一数值，U将从U。U直接转换到UU，。也就是说，如20上海交通大学博士后研究工作报告第二章滑模变结构电流控制果LUL足够大，随着U的旋转，U的末端在六边形的一个顶点停留一段时间以后，直接跳到另到一个顶点，轨迹是六边形的六个顶点，逆变器处于方波运行方式，相应的逆变器输出相电压波形为阶梯波，如图26所示此时达到逆变器的极限调制深度，基波幅值为2U。肛，对应的最大调制系数M。3I。25实验结果图27和图28比较了在参数变化情况下预测电流控制和积分滑模变结构电流控制的稳态相电流波形，指令电流的幅值为30A。图27表示两种电流控制算法所用的定子电阻值为附录1中电机I的定子电阻标称值标称值指附录1中所列出的电机I的各参数值，下同的25的波形，可以看出预测电流控制的电流幅值为22A左右，电流误差为26左右；而积分滑模变结构电流控制能准确地跟踪指令电流。图28表示两种电流控制算法中将用电机参数的标称值计算出的反电势值增大50的电流波形，由图中可看出预测电流控制的电流幅值达蛰34A左右，误差为13左右；而积分滑模变结构电流控制仍能准确地跟踪指令电流。预测电流控制的稳定性是建立在准确的参数估计上，在参数不准确的情况下，预测电流控制器就是非稳定的；而积分滑模变结构电流控制只要满足滑模存在性条件，即是渐进稳定的，而且具有对参数变化和外部扰动的鲁棒性。从图中也可以看出，滑模变结构电流控制由于抖振的原因，电流的纹涉较大。图29为速度阶跃响应时O一200RMIN积分滑模变结构电流控制瞬态相电流波形，可看出电流的响应非常快。图210为200RMIN转速下的稳态电流波形。图211和图2I2是空间矢量法PWM在最小相角误差过调制和最小幅值误差过调制时的电流波形，为了在实验中造成过调制现象，适当降低了逆变器直流母线电压。采用最小相角误差过调制策略，逆变器输出相电压波形呈尖顶状，电流波形受电压波形的影响，电流在峰值处也呈尖顶状；采用最小幅值误差过调制策略，随着过调制深度的增加，逆变器输出相电压波形峰值部分呈平顶状逐渐接近阶梯波，电流形状受电压形状的影响逐渐呈山字状，失真比最小相角误差过调制大。采用过调制技术虽然有较大失真，但能最大限度地利用逆变器输出电压能力，提高了输出电压的最大基波幅值。上海交通大学博士后研究工作报告第二章消横娈结构L也浙L拎制20ADIV斌厂丐丽雨曩曩网图27定子电阻变化时积分滑模变结构电流控制与预测电流控制的比较A预测电流控制B积分滑模变结构电流控制20ADIV蕊、偿。夕夕口U。17沁。L父妙。O咖广MM网图28反电势变化时积分滑模变结构电流控制与预测电流控制的比较A预测电流控制B，积分滑模变结构电流控制40ADIVIIOOOJ_。I一OO图2。9速度阶跃响应时O200RMIN积分滑模变结构电流控制瞬态相电流波形上海交通大学博士后研究工作报告第二章滑挺变结构电流控制图210积分滑模变结构电流控制稳态相电流波形30ADIV30ADIV26小结0I_I_。等装慕痧警；0_|；图21L最小相角误差过调制相电流波形000J。等誉三簪01弋111LJIL、0J0JE，图212最小幅值误差过调制相电流波形上海交通大学博士后研究工作报告第二章沿模变结构电流控制数字化电流控制是全数字交流主轴驱动系统中的关键环节。预测电流控制根据电机模型预测出电机电流跟踪下一步指令电流所需的电压，不仅实现了控制的解耦，而且给出调节电流所需的精确电压，从理论上讲是种最优的方法。但它严重依赖于精确的电机模型和参数。当电机模型存在不确定性或参数发生变化时，会使电流调节的性能变差。滑模变结构控制是一种强鲁棒性的控制方法，对控制对象的不确定性、参数变化及外部扰动不灵敏，无需系统在线辨识，而且控制算法简单，动态响应快。但由于控制的不连续，存在抖振问题。单位控制连续化、用饱和函数代替开关函数及趋近率控制等方法可以有效地减小抖振。针对交流矢量控制系统中定子电流的动态是一阶系统的特点，本章将积分型滑模变结构控制用于电流控制中，不仅保证了电流整个动态过程中的完全鲁棒性，而且提高了稳态控制精度。为了实现电流的数字化控制，提出了一种积分型离散滑模变结构电流控制算法。过调制策略不仅可以提高逆变器直流母线电压的利用率，增加输出功率，而且可以减小逆变器输出电压的失真。最小相角误差过调制的最大调制系数可达0。952，而最小幅值过调制则可达L，即极限调制系数。上海交通大学博士后研究工作报告第三章滑模变结构速度拄制31引言第三章滑模变结构速度控制交流感应电机矢量控制系统主要是完成速度控制的功能。因此它的性能指标主要通过速度控制表现出来。除了要求速度控制具有高精度、快速响应、宽的调速范围和高速超高速运行能力外，还要求速度控制对负载扰动和系统参数变化具有强的鲁棒性，具体而言，反映为由负载扰动引起的动态速降小，对转动惯量和摩擦系数等的变化不敏感。传统上把速度环设计为PI调节器，这些方法都是从早期的模拟式系统中借鉴而来的，由于方法简单易行，在性能上又能满足工程应用的要求，因此获得了广泛的应用”1。需要指出的是，由于交流感应电机矢量控制系统运行工况是不断变化的，电机本身又是一个多变量、非线性、强耦合的控制对象，这种基于经典控制理论的控制器，在参数匹配良好的情况下可获得较好的性能，但系统参数一旦发生变化，或者负载转矩出现扰动，将导致控制性能下降。况且由于系统极点不能任意配置，动态响应和抗扰能力不能得到很好的兼顾哺”矧。滑模变结构控制具有对外部扰动和系统参数变化的强鲁棒性而且动态响应快，是解决上述问题的一个有效方法。但它存在抖振问题，而且控制器的设计需要知道外部扰动和系统参数变化的界限，对于实际应用，上述界限的测量很困难“7。01。而智能控制策略适合处理系统中的这些不确定性，把它应用到滑模变结构控制中，将有效提高滑模变结构控制的性能M7“。本章研究滑模变结构速度控制及智能控制策略在滑模变结构速度控制的应用问题。32积分型滑模变结构速度控制上海交通大学博士后研究工作报告第三章滑模变结构速度控制通常的滑模变结构速度控制需要速度和加速度信号，加速度信号常用观测器或微分的方法来得到，但观测器对系统参数的变化非常敏感，而微分则会放大噪声信号，因此得到的加速度信号误差较大，使速度控制性能变差。为解决此问题，将第二章中介绍的积分型滑模变结构控制应用到速度控制中，这种方法只要求有速度信号，可以不需要加速度信号，而且由于存在积分作用，使系统的稳态误差显著减小。电机的运动方程可写为，孥DTB印。五T3101J其中印。为转子机械角速度。由式216，电机的电磁转矩可写为瓦K，屯32式中K氟争Y。33将式32代入31，可得警1B诋专34考虑，B，K，的变化，上式可写为西。，。GZXGIHR。J式中BK，L_，一了，G27，肛一了G和JG是由，B，K，变化引入的系统参数偏差。定义速度误差为XT09。T一国36国为速度指令。由式3536可得速度误差方程上海交通大学博士后研究工作报告第三章滑模变结丰J速度控制文豇GF毛0DTL37式中DFAF0M，AGI。HTLGGG7“删专曲38对于积分型滑模变结构速度控制，开关切换线选为；牡扑FU酬触39其中K为线性反馈增益。为保证在整个动态过程中处于滑动模态，积分项初始值取为，0GKX善嘭TO由5FJF0可得滑模运动方程为戈厂十薛弦31。从上式容易看出，通过选择增益嫩系统310的极点位于左半平面，则速度误差X，指数收敛于零。选取控制输入为IF般，SGNSO，由滑动模态存在性和可达性条件5FJ00可得PFIF312也就是说，如果开关控制增益F取为1D，的上界，式311的控制输入能够保证滑动模态的存在性和可达性。由式38可得到滑模变结构速度控制器输出的转矩，0311图31滑模变结构速度控制的简化框国上海交通大学博士后研究工作报告第三章滑模变结构速度控制电流指令LSQ2白一寺国313相应地可以推出离散滑模变结构速度控制器输出的转矩电流指令驰，凇麓绯础嬲描滑模变结构速度控制的简化框图如图31所示。33模糊神经网络滑模变结构速度控制331模糊神经网络模糊逻辑和神经网络虽然在概念和内涵上有着明显不同，但二者都能够处理实际系统中的不确定性、不精确性问题。模糊逻辑模仿人脑的逻辑思维，用于处理模型未知或不精确的控制问题，基于很少的控制规则，就能给出控制信号，具有极强的鲁棒性。”。但是，模糊控制综合定量知识的能力较差，隶属函数及控制规则确定必须反复精心调整才能投入使用，其次，由于控制规则一旦确定下来就不能改变，不能对控制规则进行调整，从而限制了其自适应能力；神经网络模仿人脑神经元的功能，能拟合任意非线性函数，具有很好的学习能力，但其内部过程所存储的信息难以理解，知识表达困难76侧。然而二者并不互相排斥，它们能有机地结合，相互取长补短，这种模糊神经网络技术将具有双方的优点”890。332模糊神经网络滑模变结构速度控制由32节可知，为保证满足滑动模态的存在性和可达性条件，开关控制增益F须根据LDOL来选取。DF为包含系统参数的变化和负载扰动的系统不确定性，在实际应用中，不仅事先很难知道，而且系统运行中也很难通过测量得到。通常根据极限情况选择一上海交通大学博士后研究工作报告第三章滑模变结构速度控制个很大的控制增益，这导致大的抖振。本节提出一种模糊神经网络滑模变结构速度控制方法，采用模糊神经网络自适应地调整控制增益，显著地减小了抖振。图32表示模糊神经网络滑模变结构速度控制的简化框图。图中模糊神经网络的输入为JF和JF，输出图32模糊神经网络滑梗变结构速度控制框图为F，。当不存在不确定性时，只需很小的，即可使系统运动保持在开关切换线上，抖振也很小；当存在不确定性时，系统的运动偏离开关切换线，要求模糊神经网络调整F，使系统的运动快速回到开关切换线上。虽然通过模糊神经网络不能得到陋叫的准确值，但可根据SF和JR来调整开关控制增益，使抖振减小。当速度误差ZF为零，Z，的调整就停止。在式311中用1，代替，可得下面的方程L。SQF奴F一，SGNSTULBJ模糊神经网络的结构如图33所示，共有四层输入层J层，隶属层。堰，规则层缸层和输出层P层。各层的描述如下第一层输入层，对于本层中第J个节点，其输入”；1，和输出Y11，表示为N”X”，Y”L。”H；”，I1,23。16其中XF】KSO，算；1JF。第二层隶属层，本层中的每一个节点对应一个模糊子集，采用高斯型隶属函数。对于第外节点，其输入一2和输出一2，为铲上海交通大学博士后研究工作报告第三章滑模变结构速度控制其中C。和盯。分别表示第J个语言变量输入到的第二层节点第撷的高斯型隶属函数的中心值和偏移量。妫相对于输入节点的语言变量总数。第三层规则层，对于第个节点，其输入N3和输出Y为，01O、NNW踟，Y扩_矗”3H黔女LR。”7，式中XP表示输入到第三层第五个节点的第夕卜输入，W，表示隶属层和规则层之间的权值这里取为1，R州玎表示每个输入节点有相同的语言变量时的规则数。第四层输出层，只有一个节点，其输入行F3和输出YP为”黔军W“，Y烈”盼俐，删319式中埔1表示输出层和规则层之间的连接权值，X表示到第四层节点的第T个输入，而Y4F，。在线学习算法采用反向传播算法GTJBP算法。选择能量函数为E掺飞2320式中气表示速度指令值与实际值的差。如果F斗OO时，意味着F。时，SF，JF兮0。BP算法为第四层传播的误差可表示为弘一嚣卜茜篑器筹权值饯的学习规则为K1W嚣邓RK4【W1WW譬321322上海交通大学博士后研究工作报告第三章滑模变结构速度控制图33模糊神经网络的结构式中玑为权值饯的学习速率。第三层本层的权值选为L，仅误差需要计算弘一嚣侈第二层本层作乘法运算，误差按下式计算万尸L嚣2矽M”高斯型隶属函数的中心值C，和偏移量的学习规则为卜魂嚣吼掣剖LC12CPAC口卜罢00“V魂蜉瞥110VAOV323324325326式中仉和分别为勺和的学习速率。由于速度误差方程式37中存在不确定性，式323中圭童奎望查兰壁主重里壅王堡塑堂一笙三兰型墼望塑望墨I旦的A。脚2。增大图41电压限制椭圆A大漏磁系数B小漏磁系数圆的偏心率Q1一盯2，因此在运行频率和最大定子电压相同的情况下，电机漏磁系数盯的大小影响电压限制椭圆的形状，从而影响0和F。的可控范围。图41A和图41B分别表示在相同的最大定子电压下大漏磁系数的电机和小漏磁系数的电机在不同运行上海交通大学博士后研究工作报告第四章弱磁控制技术频率下的电压限制椭圆。在图41A中，由于漏磁系数大，偏心率小，电压限制椭圆的长轴比图41B中相同运行频率下的电压限制椭圆的长轴短，包围的面积小。因此在运行频率和最大定子电压相同的情况下，大漏磁系数电机的F。和的可控范围比小漏磁系数电机的小。，硼藤囊L。戆谬。、，则相应的点D落在电流限制圆之内。因此，在弱磁区II，仅需考虑电压限制条件，由式43和46可以解得使电机输出转矩最大的F。和I。为上海交通大学博士后研究工作报告第叫章弱磁控制技术。2面USMAX，49其对应的点D的轨迹如图45B所示。式49中的I。和I，。对应的“和“，。为“5D“口USMAX吖Z如图46B中的A点所示。比较式47和49可以看出，与在弱磁区I不同，I。和I。都随着运行频率功，增大而减小，因此电机的转差频率功。保持为最大转差频率CO。C2。1LEFT,410由式42B和49可解得弱磁区II的起始点。为旷嗣文警113漏磁系数玎对弱磁运行的影响从上面的分析可知，在运行频率和最大定子电压相同的情况下，漏磁系数仃的大小影响F，。和F，。的可控范围，因此会影响电机输出的最大转矩。对于弱磁区I的电机最大转矩时的电流表示式47，考虑到一般漏磁系数盯很小，I。可以近似为I簪412则在弱磁区I电机最大转矩K。为K。吨虹盘等2并,产2趔413因此，在最大定子电流和最大定子电压相同的情况下，对于弱磁区I中的任一运行频率，小漏磁系数电机输出的最大转矩比大漏上海交通大学博士后研究工作报告磁系数电机的大。对弱磁区II，电机最大转矩K。为疋一K，以2。，2鲫；E，可以得出与弱磁区I相同的结论。漏磁系数盯不仅影响最大输出转矩，由式410和411可以看出，它还影响最大转差频率脚和弱磁区II的起始点CO。具体来讲就是，小漏磁系数电机具有比大漏磁系数电机更大的最大转差频率和甜。这意味着电压和电流限制相同的情况下，小漏磁系数电机弱磁区I的范围更宽。4。3弱磁控制方法弱磁控制方法主要有设定转子磁链参考值与电机的转子速度成反比的“L肋，”方法阳础阳”和所谓的使电机输出转矩最大的最优转子磁链参考值方法吟”，下面对这两种方法进行分析比较，在此基础上提出一种新的电压弱磁控制方法。431“1O，”方法这种方法是最常用的弱磁控制方法。在基速03。以上，按照下式设定转子磁链参考值与电机的转子速度Q成反比序詈”414稳态时有415在电流限制条件下，最大定子电流转矩分量参考值为I二属了I了416由式415416可以得出厂、2C等掣J刮二“图47“1O,，”方法电流矢量轨迹F417上海交通大学博士后研究工作报告第四章弱磁控制技术参考电流矢量I0已的轨迹如图47所示。在某一运行频率峨，由式417可知，参考电流矢量I对应于图47中的点C。由于此点在电压限制椭圆之外，不满足式43的电压限制条件，相应的实际电流矢量I。将偏离参考电流矢量I，对应于点D。因此输出的转矩小于电机能够输出的最大转矩。与最大转矩运行时的电流相比，“1加，”方法的I。较大，转子磁链较大，在电压限制下，调节的电压不足，导致实际的I。不能跟随F。432最优转子磁链参考值方法这种方法是在弱磁区I和弱磁区11分别按照式4749来计算不同转速下的匕，再按下式来设定转子磁链参考值Y旷上。己418由于式4749表示的是最大转矩运行时的电流，由上式得到的转子磁链参考值可以认为是最优的，能够保证电机的最大转矩输出能力。但由式4749418也可以看出，这种方法严重依赖于电机的参数，只有在电机的参数完全准确的情况下才能得到满意的性能。而弱磁运行时，磁链的变化会引起互感上。较大的变化，导致性能下降。43，3电压控制方法由42节的分析可以知道，在弱磁区I，电机最大转矩运行时的“。和U，。对应于图46A中电流限制椭圆和电压限制圆的交点；在弱磁区II，”。和“，。都等于常数酢。J。因此，如果按这种模式控制USD和“。，同样能够保证电机的最大转矩输出能力。电压控制器的框图如图48所示。它由两个电压控制器组成，个VCL控制转子磁链的参考值P以调节电机电压参考值蚓U”。血。，另一个VC2控制定子电流转矩分量J的最大值F二一以调节甜二。在基速以下，两个电压控制器都不起作用。在弱磁区，电压控制器VCL在两个区域都起作用，而电压控制器VC2仅在弱磁区II起作用。这两个电压控制器的工作过程为当运行频率增加使电机电压参考值蚓开始超过最大电压“,MAX时，进上海交通大学搏士后研究I作报告第心章弱碰拄制技术图48电压控制器的框图入弱磁区I。为了使参考电压矢量保持在图46A所示的电流限制椭圆和电压限制圆的交点，电压控制器VCL使转子磁链的参考值减小以保持KI等于虬，这使得0和Z，二减小，同时由于在弱磁区I电压控制器VC2不起作用，艺的虽大值I纛、矗。一F二2增加，K二L增加。这样，在弱磁区I，I0减小，而“ILG增加。随着运行频率进一步增加，“进一步减小，圮进步增加。当“二卜L时，进入弱磁区II。在弱磁区II，最大转矩运行要求保持“。卜二I“压。除了电压控制器VCL继续使转子磁链的参考值减小以保持等于“外，电压控制器VC2开始起作用，它调节FJ。以保持卜1“厄。这样，在弱磁区II，“J和KI总是保持等于“2，而已和F二随着运行频率增加而减小。由上面的介绍可以看出，电压控制方法不仅能够在整个弱磁区保证电机的最大转矩输出能力，而且不依赖于电机的参数，具有对电机参数变化的鲁棒性。44仿真结果图49是“1细，”法和电压控制法两种弱磁控制方法速度阶跃100RAIN3000RMIN响应的仿真比较，可以看出采用电压圭塑銮望查兰堕主星塑壅三堑塑查笙型至塾塑篓II堕控制法进行弱磁控制，速度上升到给定值比“LQ”法快；图410是这两种弱磁控制方法在速度阶跃响应时产生的转子磁链给定比较，“I珊，法的转子磁链给定比电压控制法的大；图41L和412是这两种控制方法定子转矩电流分量F。的响应曲线，“1，”法的定子转矩电流分量屯在弱磁区相当长的时间里不能跟踪指令电流F，而电压控制法在整个弱磁区能很好地跟踪指令电流。从这些甬应曲线可以看出“1Q”法产生较大的转子磁链给定，产生较大的反电势，在一定的直流母线电压下，随着转速的上升导致调节电流所需的电压不足，转矩电流分量I。不能跟踪指令电流F，产生较小的转矩，因而速度上升较馒；而电压控制法以图49“脚，”法与电压控制法速度阶跃响应100一3000RMIN比较1“L，瑚，”法；2电压控制法；3速度给定图410速度阶跃响应时1出，”法与电压控制法转予磁链给定比较1电压控制法；2“1细，”法上海交通大学博士后研究工作报告第心章弱磁控制技术，L昨6图4】L速度阶跃响应时电压控制法定子转矩电流分量乞的响应曲线1F二；2F田图412速度阶跃响应时“1细，”法定子转矩电流分量。的N向应曲线1；20这样的方式来改变磁链给定随着转速的上升使转子磁链的给定值Y不断减小，以保持参考定子电压矢量的幅值蚓等于最大定子电压“。由逆变器的直流母线电压和所采用的PWM策略决定。这样保证了调节电流所需的电压，转矩电流分量F。能很好地跟踪指令电流F二，保证了在整个弱磁区电机的最大转矩输出能力。45小结交流感应电机矢量控制系统能够容易地通过弱磁控制扩大速上海交通大学博士后研究工作报告第四章弱磁控制技术度运行范围。在实际系统中，电机的电压受到逆变器最大输出电压的限制，同时电流受到电机过载能力和逆变器额定电流的限制。在弱磁控制下，电机能够输出的最大转矩依赖于电压和电流的限制。整个弱磁区分为两个区域，在每个区域，电机最大转矩运行时的电流和电压不同。漏磁系数影响电机的最大转矩运行，小漏磁系数电机输出的最大转矩比大漏磁系数电机的大，而且小漏磁系数电机弱磁区I的范围更宽。设定转子磁链参考值与电机的转子速度成反比的“1，”方法不能提供电机的最大转矩，而最优转子磁链参考值方法只有在电机的参数完全准确的情况下才能保证电机的最大转矩输出能力。电压控制方法不仅能够在整个弱磁区保证电机的最大转矩输出能力，而且具有对电机参数变化的鲁棒性。上海交通大学博士后研究工作报告第五章无速度传感器矢量控制51引言第五章无速度传感器矢量控制交流感应电机矢量控制系统中，一般用安装在电机轴上的传感器如旋转变压器、磁编码器或光电编码器等来测量转子速度。传感器的安装使电机的体积增大，成本增加，而且带来了机械安装精度、机械强度等问题，降低了系统的可靠性，同时失去了交流感应电机结构简单、坚固耐用的优点。而无速度传感器矢量控制仅需要测量电机的端部电压和电流，用这两个量估计出转子速度和转子磁链，来实现感应电机的矢量控制，消除了因传感器而带来的成本和可靠性问题N册3，己成为交流驱动技术的一个发展方向。实现无速度传感器矢量控制的首要问题是转子速度的估计“。”。近年来，陆续提出了不少估计转子速度的方法。传统的方法是通过定子电压和定子电流估计出转子磁链和转差速度，由转子磁链的估计值计算出同步速度，根据转子速度、同步速度和转差速度三者之间的关系计算转子速度“O们“1。但这种方法速度估计的误差很大，特别是低速时。基于模型参考自适应理论的方法也被用于估计转子速度“O盯“蜘，这种方法在低速时也存在误差。同时推广卡尔曼滤波器算法也陆续用在无速度传感器矢量控制“州刚”“”1。在文献113中提出一神同时估计感应电机转子速度和转子磁链的推广卡尔曼滤波器算法。算法中，以转子磁链的两个分量和定子电流的两个分量为状态变量，以被估计的参数转子速度作为作为扩展变量，构成全阶五阶推广卡尔曼滤波器。虽然此算法考虑了模型的不确定性和测量噪声，能够给出次优的估计，但由于阶次高，需要大量复杂的数学运算如高阶矩阵逆，限制了它在实际系统中的应用。本章提出一种估计感应电机转子速度和转予磁链的降