[硕士论文精品]射频功率放大器的线性化技术研究

西南交通大学硕士研究生学位论文第1页摘要随着第三代移动通信系统的快速发展和线性调制技术的广泛应用，发射机对射频功率放大器的线性度提出了更高的要求。由于这些线性调制技术具有非恒定包络的特点，当调制信号通过射频功率放大器后将产生互调信号失真，而这种互调产物无法用滤波去除。另外，射频功率放大器是发射机中耗电最大的器件，因此。应尽可能让射频功率放大器工作在电源效率相对较高的区域，即接近射频功率放大器的饱和区域。然而，这一区域正是虽易于产生非线性失真的区域。因此，为了满足发射线性度和电源效率，发展了许多线性化技术。本论文在概述了功率放大器的特点和分类以及对非线性失真的描述后。对各种线性化技术进行了总结和比较。其中，由于预失真法结构简单、成本低和线性化好，本论文根据预失真法的基本原理，设计了一个基于低频偶次项互调产物的射频预失真器。该预失真器利用二阶互调分量分别产生三阶和五阶互调失真，以双平衡二极管混频器作为互调失真发生器，并通过分别独立控制三阶和五阶互调分量的幅度和相位，可得到更准确的线性补偿。在预失真器的仿真电路中，输入195GHZ，带宽8MHZ的双音信号，从仿真结果中可看到，三阶互调和五阶互调分别改善了20DB和L8DB。关键词射频功率放大器线性化；预失真互调失真西南交通大学硕士研究生学位论文第|页ABSTRACTTHEIMPONANCEOFRFAMPLIFIERSLINEARIZATIONHASBEENEMPH觞IZEDWITLLTILERAPIDDEVELOPMENTOFTLLETHIRDGENERATIONMOBILECOMMUNICATIONSYSTEMSANDTHEWIDEUSENESSOFLINEARMODULATIONTECHNIQUESMODUIATEDSIGNALSWITHVARYINGENVELOPWINGENERATEINTERMODULATIONDISTORTIONWHICHCANNOTBEELIMINATEDBY觚ERWHENTHOSESIGNALPASSTHERFPOWERAMPLIFIERSNIEPOWCR锄PLIFIERISKNOWNTOBETHEMOSTPOWERCONSUINGCOMPONENTINAT舢SMITTER，HENCEITISDESIRABLETOOPE“LTETHEPOWERAMPLIFIERASEMCIENTASPOSSIBLE，IE，NEARTHESATLLRATIONRCGION、他ICHISATTHEOPERATINGREGIONTHATTHESIGNALSAREMOSTSUSCEPTIBLETONONLINEARDISTORTIONMANYIINEARIZATIONTECHNIQUESHAVEDEVELOPEDTOMEETTRANSMITTERLI9EARITYREQUIREMENTALLDPOWEREMCIENCYSEVERALLINEARIZATIONTECHNIQUESARESUMMARIZEDALLDCOMPAREDAFTERTHECHARACTERISTICSANDCLASSESOFPOWER锄PLIFIERSANDDESCRIPTIONOFNONLINEARDISTORTIONAREPRESENTEDTHISPAPERPROPOSESARFPREDISTORTERBASEDONLOW矗EQUENCYEVENORDERINTERMODULATIONCOMPONENTSDUETOTHESIMPLICITY，10WCOSTANDMODERATEDISTORTIONIMPROVEMENTOFPREDISTONIONLINEARIZATIONTHETHIRDORDERIM3ANDFINHORDERIM5INTERMODULATIONDISTORTEDPRODUCTSCANBEGENERATEDBYUSINGSECONDORDERINTERMODULATIONCDMPONENTST、V0DOUBLEBAIANOEDDIODEMIXERSAREIMPLEMENTEDASINTERMODULATIONPRODUCTSGENERATORSPOWER锄PLIFIERLINEARITYHASBEENIMPROVEDBYINDEPENDENTLYCONTROLLINGTHEAMPLITUDESANDPHASESOFIM3ANDIM5SIMULATIONRESUITSSHOWHATIM3REDUCTIONOF20DBAILDIM5REDUCTIONOF18DBARCACHIEVEDRESPECTIVELYAT195GHZKEYWORDSRADIOFREQUENCYPOWERAMPLIFCR；PREDISTORTION；LINEARIZTION；INTERMODULATIONDISTONION西南交通大学硕士研究生学位论文第1页第1章绪论11论文研究的目的和意义移动通信系统在经历了第一代的模拟蜂窝系统、第二代的基于TDMA和窄带CDMA基础的数字蜂窝系统，目前已发展到第三代移动通信系统。例如CDMA2000、WCDMA和TDSCDMA。这些通信系统旨在为用户提供高速、大容量和多种服务。随着无线用户的飞速发展和宽带通信业务的开展，通信频段变得越来越拥挤，为了在有限的频谱范围内容纳更多的通信信道，要求采用频谱利用率更高的传输技术，因此线性调制技术如QAMQUADRATUREAMPLITUDEMODULATION、QPSKQUADRATUREPHASESHIFTKEYING等在现代无线通信系统中被广泛采用。由于这些线性调制技术具有非恒定包络、宽频带和较高的峰平比等诸多特点，当调制信号通过功率放大器后将产生互调信号失真。互调失真对邻接信道产生不同程度的干扰，而这种互调产物无法用滤波去除，因此第三代移动通信系统对射频功率放大器的线性度提出了更高的要求，射频功率放大器的线性校正成为整个系统工作性能的关键技术之一。传统的减小射频功率放大器的非线性的方法是功率回退法，然而，工作点的回退降低了放大器的电源效率并导致很高的热耗散。在移动通信系统中，移动站的电源是有限的，所以发射机的工作效率是保证移动站有最大工作时间的关键。众所周知，功率放大器是发射机中耗电最大的器件，因此，应尽可能的让功率放大器工作在电源效率相对较高的区域，即接近功率放大器的饱和区域。然而，这区域正是最易于产生非线性失真的区域，因此，为了同时满足发射线性度和电源效率，发展了许多补偿射频功率放大器非线性失真的线性化技术。目前，射频功率放大器的线性化技术已成为一个广泛而活跃的研究领域。12国内外研究现状和发展趋势为了满足这种对射频功率放大器线性化的高度要求，线性化技术在国内外得到广泛的关注并在手机、基站和卫星通信等应用领域进行了深入的研究，西南交通大学硕士研究生学位论文第2页发展出了几种主要的线性化技术，包括前馈法、反馈法和预失真法。前馈法的基本原理是用两个环路分别对消掉载波信号和失真信号来实现线性化。由于在第一个环路中提取出来的失真部分都是需要线性化的放大器自身的产物，所以用这些产物来和放大器的输出端的失真成分对消，效果非常好。前馈法具有超线性化、频带宽的特点，但它的设备价格昂贵，需要辅助的误差放大器和复杂的控制电路，并且体积庞大。前馈系统不仅要求幅度匹配，而且还需要两条平行通路上的相位和延迟匹配。在上个世纪二十年代，在贝尔实验室工作的美国人HAR01DSBLACK发明了反馈的电路形式，并且应用于放大器，这种反馈的电路形式在后来的电路设计中成为了一种非常基础的实用电路。反馈型功放的线性是以牺牲其增益得到的，且存在不稳定和频带窄的缺点。预失真线性化法就是在功放前加入预失真器使输入功放的非线性特性与功放的非线性特性正好相反，抵消放大器的非线性，使放大器呈线性特性。预失真法由于结构简单、成本底、线性化好、对输出功率影响小而被广泛采用。根据预失真器在发射机中的位置，可以分为射频预失真技术、中频预失真技术和基带预失真技术。根据预失真器处理信号的形式。可以分为模拟预失真技术和数字预失真技术。线性化技术发展到现在，逐渐出现了各种线性化技术逐步融合的趋势。例如前馈技术的载波消除环中就经常用到预失真技术，而预失真技术中也加入了反馈的思想。除了各种线性化技术之间相互融合借鉴，线性化技术和数字信号处理技术的结合也越来越紧密，特别是随着高速度DSP技术的发展，自适应的思想逐渐被引入到线性化技术中，相应的出现了自适应前馈技术、自适应预失真技术等等这些技术的融入，使得线性功放的线性度得到了极大的提升。13本文内容安排第一章简述了本论文研究的目的和意义，概述了国内外研究现状和发展趋势说明了发展射频功率放大器线性化技术的重要性。第二章介绍了发射机的工作原理和射频功率放大器的特点以及主要的工作性能指标，并概述了功率放大器的几种工作状态。第三章给出了非线性失真的描述，介绍了几种描述非线性失真的指标以及射频功率放大器的非线性失真模型。最后总结比较了目前常见的几种线性西南交通大学硕士研究生学位论文第3页化技术。第四章根据预失真法的基本原理，设计了一个基于低频偶次项产物的射频预失真器。该预失真器利用二阶互调分量分别产生三阶和五阶互调失真，并通过分别独立控制三阶和五阶互调分量的幅度和相位，得到更准确的线性补偿。论文详细分析了各部分电路的设计原理和过程。从仿真结果中可看到，三阶互调和五阶互调得到了明显的改善，较好的实现了预期设计目标。西南交通大学硕士研究生学位论文第4页第2章射频功率放大器和发射机21无线通信发射机概述在无线通信系统中，发射机是重要的子系统。无论是话音、图像还是数据信号，要利用电磁波传送到远端，都必须使用发射机。发射机完成的主要功能是调制、上变频、功率放大和滤波。发射机射频部分的任务是完成基带信号对载波的调制，将其变为通带信号并搬移到所需的频段上且有足够的功率发射。发射机发射的信号是处于某一信道内的高频大功率信号，应尽量减少它对其他相邻信道的干扰。发射机的组成方案大致可以分成两种一是将调制和上变频合二为一，在一个电路里完成，这称为直接变换法，如图21所示。二是将调制和上变频分开，先在较低的中频上进行调制，然后将已调信号上变频搬移到发射的载频上，这称为两步法。如图22所示。直接变换法虽然简单，但它有明显的缺点，由于发射信号是以本振频率为中心的通带信号，经功率放大和发射后的强信号会泄漏或反射回来影响本振，牵引本振频率。特别是在为了节省能源，需要频繁的接通断开功率放大器时，产生的干扰更大，本振频率不稳，则直接影响发射机的各项性能指标。两步法发射机的构成方案与一般调频的模拟微波机相似，只要更换调制、解调单元，就可吼利用现有的模拟微波信道传输数字信息。因此，在多信道传输时，这种方案容易实现数字模拟系统的兼容，具有较好的通用性。图2一L直接变换发射机图22两步变换发射机发射机的特性与使用场合有关。远距离系统中，大功率低噪声是首要指发射机的特性与使用场合有关。远距离系统中，大功率低噪声是首要指西南交通大学硕士研究生学位论文第5页标。空间和电池供电系统中，效率必须要高。通信系统中，要求低噪声和高稳定性。发射机的主要性能指标包括工作频段、输出功率、频率稳定度、交调失真、电源频率、谐波抑制度和通频带宽带等【31。22射频功率放大器221功率放大器的特点射频功率放大器用于发射机的末机，它将已调制的频带信号放大到所需要的功率值，送到天线中发射，保证在一定区域中的接受机可以收到满意的信号电平，并且不干扰相邻信道的通信。功率放大器总是在大信号状态下工作，因此，不论是器件结构和电路设计都与小信号放大器不同。为了能承受大信号激励和输出一定的微波功率，微波晶体管交指型结构的指条数目从低噪声管的35条增加到1020条。为了承受大功率，要求有良好的散热效果，双极型微波功率晶体管总是用硅材料制造其导热率比锗高许多倍，而场效应微波功率晶体管趋向于用金属一半导体场效应晶体管MESFET，并且管壳都采用大面积接地板结构。功率放大器为了减少大电流引入的损耗，常用单管放大，而且功率放大器常用共射共源组态，因为它有较高的增益。共基组态由于它的输入电流与输出电流大小相同，引入了较大的损耗。222功率放大器的主要性能指标1工作频带工作频带指放大器的输出功率的波动或增益不平坦度在一定范围内时，放大器所对应的工作频率宽度。2增益增益是标称输出功率和输入功率之比。3输出功率如图23所示的是功率放大器输出功率与输入功率的关系。由图可见，在小信号区，功率增益基本不变，这时功率增益与输入功率大小无关。但随着信号加大，功率增益便下降。通常把增益下降LDB的点称为LDB增益压缩点，把该点对应的输出功率称为1DB增益压缩点输出功率。当输入功率超过1DB点以后，放大器很快进入饱和区工作，此时所对应的输出功率便是饱和输出功率。西南交通大学硕士研究生学位论文第6页PPIN图23功率放大器输入输出功率的关系4效率功率放大器的效率有两种定义方法。一种称为集电极效率仇，它是输出功率与电源供给功率圪之比，即仇二署21R出这种定义没有考虑放大器的功率增益。另一种称为功率增加效率PAEPOWERADDEDEFFICIENCY，它是输出功率只。与输入功率己的差与电源供给匕之比脚警1一拉2Z匕、G，、功率增加效率PAE的定义中包含了功率增益的因素，当有比较大的功率增益时，只。圪，此时有仉“削E。5三阶互调系数三阶互调系数反映功率放大器的非线性。在两个正弦信号与正激励下，由于非线性，功率放大器将产生一些新的频率分量。三阶互调系数就是M一五或2五一Z频率信号的幅度与基波Z或五的信号幅度之比值。6杂散输出与噪音收发信机的接收和发射设备一般都是通过天线双工器共用一付天线的。如果收和发采用不同频带的工作方式，那么发射机功率放大器频带外的杂散西南交通大学硕士研究生学位论文第8页典型的A类功率放大器输入输出波形如图24所示。需要设置合适的静态工作点A为了最大限度地利用晶体管，输出最大功率，一般选择去。，K音。，。和L。是管子所能承受的最大漏源极电压二二和漏极电流。在A类功率放大器中，晶体管等效为受控的电流源。A类功率T放大器最大输出信号电流幅度为妄如。，最大输出电压幅度为，最大集二电极效率为仉一；一_III至至至|三|三；|至I|亭享J彳|璺零0主鬟掌0J一茎亍I；J薯JJ至三蒌萋薹零I；I；I；JI耋OOO_一_000一JJ主I彳IF量薹曩J别凌蠼派与噬崩哺世垅，噬嶙葛离攘鬣嚣呸拳鱼莹黔藓暨鸯卦酾二卵嘣够节董盟磊侧彀J灌鬻心沥强喜髭吲；龟唧一霪矿I信号的幅度4较小时，4”也小，所以输出的高次谐波一般可以忽略。射频放大器一般都是频带放大器，这些谐波由于离基波较远，一般都可以滤除，因此谐波对放大器的影响不是太大。313互调失真如果加在非线性器件输入端除有用信号外还同时伴有一个或多个干扰信两个信号X4COS州4COS吐F，代入式3一1可知，除了谐波PQ和GQP和G为包含零的正整数的分量外，还会产生很多组合频率的分量【3L【16】。如，由一次方项和三次方项产生的Q和屿的基波分量为Q4Q43詈口3442COSQH“4Q43詈Q442COSQF33|西南交通大学硕士研究生学；L骗羹羹薹霎震鬻萋蕈囊蒌鬻夔冀羹囊鎏羹鬟篓蓁薹囊，；蠡L萋|攀錾耋萋蠢簦捅凰鼎匍制荔飘钯J衙觚釉磁鞭泊荆I靛一I卜I蠢蠢L霞刚薹I矗I；掣心；封；羹淑I射瓤断；蹇9灌溆是强磊；墨罨鋈聒篙结攫浠磕缮熙登薰丰矗叠希张，簧释对梧翟和斩黪，响I耋；I。妻L喜ILIL牌竖I萋娄二萋IL鎏蓁羹荔矍霎。3功率放大器的分类功率放大器的最重要的指标时输出功率和效率。由此出发，可将功率放大器分成A、B、C、D、E、F类。归纳这些分类原则，大致可以分为两种一种是按照晶体管的导通情况分，另一种是按晶体管的等效电路分F13】。按照信号一周期内晶体管的导通情况，即按导通角大小，功率放大器可分为A、B、C三类。在信号的一周期内管子均导通，导通角臼180。在信号周期一周内，导通角度的一半定义为导通角口，称为A类。一周期内只有一半导通的称为B类，即日90。导通时间小于一半周期的称为C类，此时口90。如果按照晶体管的等效电路分，则A、B、C属于一大类，它们的特点是输入均为正弦波，晶体管都等效为一个受控电流源。而D、E、F属于另一类功放，它们的特点是，输入是矩形波，晶体管被等效为受输入信号控制的开关，它们的导通角都近似为90。，都是属于高效率的非线性功率放大器。下面对移动通信中常用的几西南交通大学硕士研究生学位论文第12页和翌学COS2Q刮R兰学COS2Q嘲R翌竽COS2哆刮R半COS2吐R3_5遥亳乓F扩百歹富F图33双音信号的输出频谱真裹要悯具壹当两个频率十分接近的信号输入放大器时，由器件非线性产生的如式3_3、34和35所示的许多组合频率分量中，有可能在放大器频带内的频率分量除了基波外，还可能有组合频率2峨一Q和2一鹞，因为它们比较靠近基波分量，如图33所示。这些组合频率是由非线性器件的三次方项产生的，并且对有用信号形成干扰。这种干扰并不是由两输入信号的谐波产生的，而是由这两个输入信号的相互调制相乘引起的，所以称为互调失真。由非线性器件的三次方项引起的互调称为三阶互调2鹞一Q和2一鹞，由五次方项引起的称为五阶互调3毡2Q和3Q一2Q。可以在下面两个指标中选一个来衡量放大器的互调失真程度。一是互调系数，三阶互调系数删3的定义为S划BG瓣招删3一般为负值，其绝对值越大，说明放大器的线性度越好。二是三阶互调截点上P3，定义为三阶互调功率达到和基波功率相等的点，此点所对应的输入功率表示为Z驴3。32非线性失真模型功率放大器总是应用在大信号状态，此时非线性非常严重。在放大器模型的基础上，对放大器非线性的分析在工程设计中非常重要。基于器件的物窘童A暑一8爿8O西南交通大学硕士研究生学位论文第13页理特性建立功率晶体管的非线性模型已成为这一领域的前沿课题。根据器件的特性，可分为无记忆器件和有记忆器件。若射频功率放大器是无记忆器件，其非线性失真主要考虑振幅振幅AMAM变换失真和振幅相位AMPM变换失真。弱非线性可用泰勒级数模型来描述和分析。无记忆器件假设无法描述系统的频率相关特性。当工作带宽远小于器件的带宽时，频率相关特性往往可以忽略，则无记忆假设是可行的。宽带放大器设计必须考虑器件的记忆特性，此时就不能用泰勒级数模型来分析，而要用谐波平衡法、VOLTERRA级数来描述和分析。其中谐波平衡法主要用于大信号激励的强非线性电路，VJLTERRA级数适用于小信号激励的弱非线性电路。在本文中都假设所研究的射频功率放大器是没有记忆效应的。321极坐标非线性模型假设不考虑记忆效应，射频功率放大器的两个非线性特性AMAM和AM一蹦特性可以通过矢量网络分析仪测量得到，因此用AMAM和AMPM特性来描述非线性功放是实际中经常采用的方法。如果把射频功放的AMAM和AMPM特性用串联方式来表示则可以得到极坐标形式的非线性模型，考虑如下形式的单频输入信号Z爿COS2石正F力36当信号通过非线性射频功放后，输出信号变为Y厂4COS2丌正FG437上式中的厂爿和G一分别代表功放的AMAM和AMPM的非线性转换特性。根据文献17】18】研究表明，对于调制输入信号式36和37所描述的关系也同样满足，即对于如下的调制输入信号输出信号可表示为XF爿|COS2石ZF妒FYO，爿FCOS2石正F声FG一03839式中，一，是输出信号幅度，声FG，是输出信号的相位，它们是输入信号幅度爿F的函数，式39被称为是AMAM和AMPM模型的极坐标形式。西南交通大学硕士研究生学位论文第14页322泰勒级数模型如果放大器输出信号是其输入信号的瞬时函数即无记忆，且非线性很弱时，输出信号YR可用输入信号X0的泰勒级数表示为，O，XF吒ROC。XOC2X2F巳X30310NL若同时存在AMPM失真，则可用复数泰勒级数表示为生J，F儿净“R311NI】一般级数在处截断。，ZF为单值、弱非线性，通过恰当的取级数的若干阶代替非线性常取到五项。泰勒级数分析简单、直观明了，在定量分析放大器的谐波、三阶互调截点、1DB压缩点等指标时非常方便【10】。323VOITERRA级数模型对于有记忆效应的模型，通常采用VOLTERRA级数来表示。V01TERRA级数模型可以准确的描述任何一种非线性系统，是分析实际可实现非线性系统或电路的通用方法，在计算小信号、无记忆非线性电路时同泰勒级数无任何区别。VOLTEA级数方法采用显式表示激励和响应关系的电路传递函数，考虑输入各频率之间的互相影响，把系统划分为无穷个VOLTERRA级数相加形式实际取多少阶根据具体的电路情况定。一般35阶，如图34所示【9L。图34VBLTERRA级数系统模型根据模型非线性系统的微分方程可写成譬三F啊F1XP一1DE红，F2XOF1XOTDQ312JE玛吒，2，码HOF1XFF2XF一乃DLF2毛、。西南交通大学硕士研究生学位论文第15页上式中，FI，R2，毛，_，L称为第N阶核或称力阶非线性冲击响应，用傅氏变换将式312变换成Y，Q确X，Q马，Q，QXQX_，Q3131马，Q，_，Q，QX，QX，鲍X豇B。其中，以Q，NT，J皑，JQ吃FL，F2，B，靠E叫914“”“DDR2DF3D。式3一13为一线性代数方程，其中凰_，Q、，Q，吐、马，Q，_，哆，鸭分别为一阶、二阶和三阶V0HENA传递函数，知道了各阶传递函数，只需用线性电路的分析方法便可进行求解各种非线性指标，简化了非线性失真的研究工作。33非线性射频功率放大器的影响射频功率放大器按工作状态分为线性放大与非线性放大两种，非线性射频放大器有较高的效率，而线性射频放大器的最高效率也只有50。因此从高效率的角度来看应采用非线性射频功率放大器。但是非线性放大器在放大输入信号的同时会产生一系列有害影响。从频谱的角度看，由于非线性的作用，输出会产生新的频率分量，如三阶互调、五阶互调分量等，它干扰了有用信号并使放大的信号频谱发生变化，频带展宽。从时域的角度看，对于波形为非恒定包络的已调信号，由于非线性放大器的增益与信号幅度有关，则使输出信号的包络发生了变化，引起波形失真。对于包含非线性电抗元件如晶体管的极间电容的非线性放大器，还存在使幅度变化转变为相位变化的影响，干扰己调波的相位。在现代通信系统中，射频功率放大器的AMAM和AMPM变换失真对数字信号的影响非常大，这可从数字调制信号星座图中反映出来。假设输入信号为艄DQPSK信号，放大器的非线性失真使输出信号星座图的实部和虚部发生偏移，降低误差加性噪声的容限，导致频谱再生而干扰邻道信号并恶化误码率。因此，在设计通信系统功率放大器时，首先要定量分析非线性的影响，必要时应采取相应的线性化技术来改善其线性度。34射频功率放大器的线性化技术射频功率放大器的线性化技术从原理上分主要有两大类一类是通过获西南交通大学硕士研究生学位论文第16页得射频功率放大器非线性特性来消除功率放大器输出信号中的互调干扰分量，这类线性化技术主要包括前馈技术、负反馈技术和预失真技术等；另一类是通过输入幅度恒定的信号给功率放大器来避免非线性失真，如EER等技术就属于这类线性化技术。下面将简单介绍一下这些线性化技术的基本工作原理与各自特点。341反馈法反馈技术是减小放大器失真的最简单一种的线性化技术，它最早是由美国的HSBLACK在提出前馈技术九年之后的1937年提出的，但是反馈技术得到了广泛的应用，因为这种技术在低频电子技术领域中对失真抵消具有明显的效果，电路结构也比较简单，只是工作频带窄，如图35所示。反馈法利用放大器输出的非线性失真信号抵消放大器自身的一部分非线性，因此对放大器输出信号的稳定性、增益的稳定性、非线性失真以及通频带等指标都有改善作用。但是，反馈方法降低了放大器的增益，且实际电路很难保证反馈网络在高频段的很宽频带内反馈信号与输入信号反相，相移控制困难，因此这种方法一般只用在低频场合【15】。3。42前馈法吖庸1AL图35反馈法基本框图前馈的概念早在1929年10月就有人提出，但直到1960年才受到电路工作者的重视，其主要原因有一是前馈是一种开环电路，所有器件特性随时间的变化不能被补偿；二是在整个频带内，电路元件的转移特性必须限定为几分之一分贝三是要采用第二个辅助放大器，增加了复杂度和技术难度。但是它也有许多潜在的优点，如可以大大改善功放的线性；它不损失器件西南交通大学硕士研究生学位论文第17页的增益和增益带宽；第二个辅助放大器仅处理误差信号，噪声低、功率低，系统总的噪声性能没有因为多了一个功放而恶化；它是无条件稳定的电路，带宽较宽，因此前馈法广泛应用于超线性功率放大器中【LLJ【”J。一般的前馈功率放大器由主功率放大器、误差放大器、耦合器、减法器和延时单元组成，如图36所示。图中上面一路为主放大支路，下面一路为抵消支路。输入信号进入后分成两路，一路进入主放大支路，一路进入抵消支路。进入主放大支路的信号由高功率放大器进行放大，由于主放大器的非线性，在信号中产生了互调分量；进入抵消支路的信号经延时单元延时一定时间后输送到减法器，延时时间与信号经主放大器处理的时间相同。直接耦合器对主功率放大器的输出信号进行采样，并把取样信号馈送到减法器，与抵消支路的信号相减。适当控制取样信号的幅度和相位，使其和延时信号等幅反相。输出结果称为误差信号，它不包含原始信号，基本上由主放大器产生的互调干扰信号组成误差信号经误差放大器放大后，与主放大支路信号经延时单元延时后的信号相减，通过调整误差信号，使两者等幅反相，以抵消主放大支路的误差信号。最后输出的结果只有经放大的原始信号。M永NMD冒图36前馈法基本框图由上面的分析可见，影响前馈放大器抵消性能的主要因素是线性环中参与抵消的相位失衡和幅度失衡，所以提高其性能的关键是能否对支路中的信号幅度和相位进行精确控制，以实现理想的抵消。近年来提出了一种改进的前馈放大器，它在抵消支路中加入衰减器和相移器，同时加入抽样、控制电路以便实时监控系统环路，实现对信号幅度和相位的精确控制同时保证系统的高线性性能不随时间、温度的变化而变化。西南交通大学硕士研究生学位论文第18页342预失真法性AMAM和AMPM与射频功放的非线性特性正好相反，抵消放大器的非线性，使放大器呈线性特性，如图37所示ILL】【151。孑屯产EDISTORTER。“预失真法具有电路形式简单、调整方便、效率高、造价低等优点。目前，预失真线性化技术大体可分为数字预失真和射频模拟预失真两种方法。数字预失真技术广泛采用了数字信号处理的硬件和软件来实现，大多数是在基带信号频谱内进行的预失真处理F47J。【54】。设计者需对信号发射和接收传输系统结构非常了解。数字预失真非常适合于基站和手机等功放设计。数字预失真器由一个矢量增益调节器组成，根据查找表LUT的内容来控制输入信号的幅度和相位，预失真的大小由查找表LUT的输入来控制。矢量增益调节器一旦被优化，将提供一个与功放相反的非线性特性，理想情况下，这时输出的互调产物应该与双音信号通过功放的输出幅度相等而相位相反，即自适应调节模块就是要调节查找表的输入，从而使输入信号与功放输出信号的差别最小。注意到，输入信号的包络也是查找表LUT的一个输入，反馈路径来取样功放的失真输出，然后经过A，D变换送入自适应调节DSP中，进而来更新查找表LUT】。【44I。模拟信号预失真通常是在输入射频信号和功放之间插入一个非线性发生器，通过控制其相位和幅值，可以有效删除射频功放的互调失真。但是，随着工作条件和工作环境的变化信号预失真的幅度和相位会发生变化，线性效果将会下降。为了保持好的线性效果，就需对预失真信号发生器的幅度和相位进行自适应控制【45】【46】【551。342EER法EER法最先由KALLN提出，如图38所示。中频输入信号通过包络检测器和限幅器，得到幅度和相位形式的输入信号。恒包络的输入信号经混频器西南交通大学硕士研究生学位论文第20页第4章预失真器的设计与仿真不同的功率放大器线性化技术具有各自的特点，一个对现有线性化技术的比较如表41所示。表41射频功率放大器线性化技术的比较复杂性效率带宽消除失真反馈法中高低高前馈法高中高高EER法由高中低预失真法由高高中由表4一L可知，在各种功率放大器线性化方法中，预失真法是一种低成本，同时又能达到中等程度要求的线性化方法。与前馈法相比，它具有低功耗、电路简单的特点。由于它本身就是开环结构，所以能提供比反馈法更宽的带宽，具有很好的实用价值。因而预失真法在第三代无线通信系统中得到了广泛的应用。预失真器的基本功能就是产生与功率放大器相NULLX西南交通大学硕士研究生学位论文第21页本章基于对射频功率放大器非线性特性和预失真法的分析，拟采用射频预失真法设计一个预失真器对一个195GHZ的射频功率放大器进行线性化。该射频功率放大器的主要工作指标有功率放大器中心频率1950MHZ带宽8MHZ增益33DB互调失真优于20DB41预失真器的工作原理目前许多模拟预失真器都着重于减少三阶互调产物IM3，然而，随着第三代无线通信系统的发展，功率放大器通常都工作在高非线性区，因此，高阶互调产物的消除显得越来越重要。本章基于这一点，设计了一个利用低频偶次项产物分别独立产生和控制三阶互调和五阶互调IM5的预失真器如图41所示1271。图41预失真器原理图总的电路分为三个部分检波电路、控制电路和互调发生电路。检波电路由一个非线性功率放大器组成，该非线性功率放大器可以产生二阶分量QQ，由一个低通滤波器将二阶产物从放大器的输出中滤出。控制电路由一个乘法器组成，它将二阶分量变为四阶分量2毡一2Q。这两路信号都送到可变增益放大器，通过控制该可变增益放大器可调整三阶互调和五阶互西南交通大学硕士研究生学位论文第22页调的幅度变化，三阶互调和五阶互调的相位变化由互调发生电路的移相器控制。输入信号被分为两路，分别进入三阶互调和五阶互调发生电路。在三阶互调发生电路中，输入信号被送入双平衡二极管混频器的LO端，与IF端的信号即二阶分量QQ进行混频，在RF端产生三阶交调信号IM3。同样的道理，五阶互调信号IM5可以从四阶分量2呜一2Q中得到。这两路互调分量分别经过相位调整后与输入信号合成在一起，形成预失真信号。图42预失真器框图预失真器的框图如图42所示。对于一个双频信号蜥婷4COSQF4COS屿F41混频器IF端的二阶分量E和四阶分量分别为Q44嘭GICOS【毡一QF】4三44G2G2C。S【2Q一2QF】42其中G是检测器的传输系数，GL和G2分别是二阶分量和四阶分量可变增益放大器的增益。经过混频器和移相器后，三阶互调分量IM3和五阶互调分量IM5分别为ZW3妄42QGIGJCOS【2QQFPI】。43亡424QGLGCOS【2Q一吐F伊1】西南交通大学硕士研究生学位论文第25页在等功率分配的情况下，即EB，女L，于是Z2乙ZOZ0Z03压Z0413胄220微带线功率分配器的实际结构可以是圆环形，便于加工和隔离电阻的安装。在本设计中，功率比例为七1，功分器的中心频率是1950MHZ，通带为19GHZ2GHZ，带内各端口反射系数小于20DB，两输出端隔离度小于25DB，传输损耗小于3DB。利用ADS2004设计了3DB功率分配器。仿真电路图如图44所示，仿真结果如图45所示。从仿真结果来看，该功分器达到了设计要求。獭。鍪。蒸。瀚篙“”渊篇”溜篇。，“”2。图44功率分配器仿真电路图西南交通大学硕士研究生学位论文第28页多项式来逼近滤波器的特性。最平坦型用巴特沃斯BUTTCRWONH，等纹波型用切比雪夫TCHEBESHEV，陡峭型用椭圆函数型ELLIPTIC，等延时用高斯型G肌SSIALL。由于巴特沃斯滤波器具有最大平坦度的特点，本设计拟采用巴特沃斯低通滤波器。设置其通带为10MHZ，阻带为13MHZ，纹波为O1DB，频率大于13MHZ时，衰减大于20DB。其仿真电路和仿真结果分别如图46和图47所示。2L岜图46低通滤波器仿真电路图妒051015202530FNBQ，MHZ图47低通滤波器仿真结果西南交通大学硕士研究生学位论文第29页423定向耦合器定向耦合器又称为方向耦合器，因为这种器件的输入和输出信号间除了幅度关系外，还有一定的方向性关系。它类似于高频电路中的变压器网络，功率按比例和相位进行分配和混合。定向耦合器是个四端口网络结构，如图48所示。定向耦合器图48定向耦合器框图2_一3信号输入端L的功率为丑，信号传输端2的功率为最，信号耦合端3的功率为B，信号隔离端4的功率为只。若墨、只、B、只皆用毫瓦MW来表示，定向耦合器的四大参数则可定义为插入损耗2耦合度3隔离度4方向性嗍叫OTS肾。K击CC毋删G即呲击件邶卜10LGI鲁IL魄赤忉西南交通大学硕士研究生学位论文第30页。C拈，一。S陲|。TS击一。S击，C如，一CC拈，C4一TS，定向耦合器有多种形式，其中分支线型耦合器在微波电路中有广泛的用途。尤其是功率等分的3DB耦合器，不仅因为结构简单，容易制造，而且输出端口位于同一侧，方便与半导体器件结合，构成平衡混频器、倍频器、移相器、衰减器等微波电子线路。不论分支线两个输出端口功率是否相等，在中心频率上两个输出信号的相位总是相差90。如图49所示为分支线耦合器结构，各个支线在中心频率上是四分之一波导波长，由于微带的波导波长还与阻抗有关，故图中支线与主线的长度不等，阻抗越大，尺寸越长。ZS卜H图49分支线耦合器2如果分支线祸合器的各个端口接匹配负载，信号从1口输入，4口没有输出，为隔离端，2口和3口的相位差为90，功率大小由主线和支线的阻抗决定。在本设计中，设计一个3DB分支线耦合器，中心频率为195GHZ，输入输出端口间隔离度达到20DB。该分支线耦合器仿真电路如图410所示。TL生4L上。西南交通大学硕士研究生学位论文第31页M丁EEADSW一ADS1H1T2P帆LIN盯眭一ADS艟附M花EADS眦州PON“TL4TEE3TL5TE“TL6P3NUM4SUBSF艏UBL。SUBS仁懈UBRSUB3惜UBL“8UBST。懈UBL“SUBS悻懈U矾NM3W1引MMW1_328MM芦32BMMV们刮91MMV忙91巾ML25MMV幢101MML2076MM”盘；3J8MML25MMW3；101MMNB19TMM图410分支线耦合器仿真电路图仿真结果如图411所示。M1FREA1950GHZDBFSF2113064M一辩JF，7L、X爿KF他QGHZA插入损耗和耦合度西南交通大学硕士研究生学位论文第32页已，TOM3INDDELTAO000DEDDELTA270045DE址AMODEON掇一、；FM2豺窝凄篱50G21L1281R、H一、T、斗N18202224Z62830F悖QGB输出端相位差LM4LF陀Q21950GHZID，E，11、一1N口_77支，1，13M砂喇。FU01214618202224262830F怕QGHZC1输入端隔离度一一L_N一田一M曙LJ一一L_N一ALI厶西南交通大学硕士研究生学位论文第33页CO；S二一7AZ、1U1O121416182O222426283OF悖“GHZD输出端隔离度图411分支线耦合器仿真结果从仿真结果来看，在中心频率195GHZ处，输出端口问相位差达到90。，耦合度达到，3DB，输入输出端口问隔离度达到20DB，满足设计要求。424混频器混频器通常被用于将不同频率的信号相乘以便实现频率的变换。混频器有三个端口，一是射频口，二是本振口，三是中频口。把需要进行频率搬移的信号加在混频器的射频口，把搬移频率的功率和电压来自本地振荡器，即LO加在混频器的本振口，在混频器的中频口就可以得到两个输出。如果需要中频信号的频率比射频低，那么这个混频器就是下变频器，反之是上变频器。对于一个给定的射频信号，具有理想本振即没有谐波和噪声边带的本振的理想混频器只产生两个中频输出一个是射频与本振的频率之和五五，另一个是两者之差正一正。混频器的主要技术指标有1变频损耗尽管混频器的器件工作方式是幅度非线性，但我们希望它是一个线性移频器。变频后的输出信号的幅度变化就是变频损耗或增益。一般地，无源混西南交通大学硕士研究生学位论文第34页频器都有变频损耗。二极管混频器的变频损耗包括混合网络损耗15DB左右、边带损耗3DB、谐波损耗1DB和二极管电阻损耗15DB，典型值为7DB左右。2噪声系数描述信号经过混频器后质量变坏的程度，定义为输入输出信号的信噪比的比值。这个值的大小主要取决于变频损耗，还与电路的结构有关。3本振功率混频器的指标受本振功率控制。若本振功率不够，混频器就达不到预定指标。产品混频器都是按功率DBM值分类的，如7DBM、LODBM、17DBM本振LO。4端口隔离三个端口L0、RF、IF频率不同，互相隔离指标，DB越高越好。端口隔离与电路设计、机构、器件和信号电平有关。5功率消耗功耗是所有电池供电设备的首要设计因素。无源混频器消耗LO功率，而L0消耗直流功率，L0功率越大，消耗直流功率越多。按采用的非线性器件不同，常用的混频器有三极管混频器、二极管混频器和集成模拟乘法器构成的混频器。其中，二极管混频器电路结构简单，噪声低，工作频段宽，组合频率少。它的电路形式有单管式、平衡式及双平衡式等。这里我们采用双平衡二极管混频器。双平衡二极管混频器电路原理图如图412所示。四个二极管组成了一个环路，各二极管的极性沿环路一致，故又可称为环形混频器。构成的二极管环形混频器中，各二极管均工作在受参考信号控制的开关状态，它是另一类开关工作的乘法器。双平衡二极管混频器电路具有如下特点1结构上四个二极管按相同极性接成环形。作为混频时，环形的两个对角端AB和CD分别通过变压器接入本振信号V，和有用信号B。其中，接入本振信号的端口称为L端，接入由于信号的端口称为R端，变压器中心抽头之间接输出负载电阻胄，输出信号称为I端。2本振信号V，为大信号。四个二极管工作在受V，控制的开关状态。其中，D2，B在V的正半周导通，DL。D4在U的负半周导通。通过，分析。导出的输出电流乇I等局眈，。3如果电路平衡，则各端口西南交通大学硕士研究生学位论文第35页是相互隔离的，即L端口的本振信号不会通到R端，R端口的有用信号不会窜入L端，有用信号和本振信号均不会通到I端。图412双平衡二极管混频器R啦H在图412中，设BCOSF为输入信号电压，COS吼F为本振电压，胄为输出负载电阻，巩和巩为带有中心抽头的变压器例如传输线变压器，其初、次级绕组的匝数比为L1。若足够大，且其值远大于，则可以认为各二极管均工作在受V，控制的开关状态。在屹正半周期间，D2和D3管导通。在屹负半周期间，DL和D4管导通。将二极管用开关等效，设F2和毛分别为通过D2和色的电流，和分别为通过DL和见的电流，如为二极管导通内阻，且也。则在屹正半周期间，开关闭合，上、下两回路的方程为吩叱一F2如一F2一RF419B叱一F3如一一J2也O、7消去叱求得T，J2一F3。丽靠4。20相应的开关函数为墨魄R，因而式420可写成下列一般形式，一5焘蜀铣4之1同理，在吃负半周期间，相应的开关函数为墨眈，一疗，用同样的分析方法可求得西南交通大学硕士研究生学位论文第36页卜F42I靠墨一力4之2因而，通过的总电流为扣“卜瓴焘K她瑙慨D11423一瓮哥地归一麓等争旷，舭一2五，月。72R，R。I石3石“I由式423可见，双平衡二极管混频器的输出电流中仅包含PQP为级数的组合频率分量，而抵消了Q，以及P为偶数、QI的众多组合频率分量。从上面的分析得知，本振电压与输入信号电压不会通到输出端，表明L端口和R端口对I端口是隔离的。425移相器目前用的较多的移相器有铁淦氧移相器和二极管移相器两类。前者功率容量较大，但要求控制功率也大，且相位变化速度慢，特性易受温度影响。后者具有体积重量小、开关时间短、控制功率小、对温度变化的稳定性好等优点，因而实际中以二极管移相器为多。移相器有模拟式和数字式两种。模拟式移相器相移连续可调，数字移相器的相移是量化了的，即其相位只能阶跃变化。模拟式移相器相位变化比较精细，但是其控制电路设备十分复杂。数字式移相器只要使其相移跳变小于45。，就可以满足需求。LT3RIJ_JRILJ图4一13支线耦合器型移相器西南交通大学硕士研究生学位论文第37页本设计中采用支线耦合器型移相器，如图413所示。在3DB定向耦合器的两个平分臂中各接入个相同的二极管，则由臂4到臂1之间的相移将受二极管电抗的控制，构成了一个移相器。设二极管正偏时其阻抗记为弘，反偏时其阻抗记为愚。因其二极管为纯电抗，此时微带传输线起纯阻抗作用，1现采用长度为兄，阻抗为五的微带线和一电容C作匹配电路，构造移相器4的反射负载如图所示。图414移相器的反射负载构造记从B点看去的输入阻抗为乙，A点看去的输入阻抗为乙，当二极管正偏时，下标均加“，”，反偏时均加“R”，则有ZI。F由反射系数R象乏，可得二极管正偏时的相角为反偏时的相角为一一丢一ARC蚀丢由式425和式426可得相移角度伊为424425426去芏咆焉去芏V0西南交通大学硕士研究生学位论文第38页P2孚一去一AN丢洚Z，。2Z叠3RZ茹“、。对式427进行反正切并使ZL、Z0、乙，对Z0进行归一化，整理得。牙I磊一五TAN矿产_，_二ZLZBFZBR当改变二极管的电容时，可以得到不同的相移。43系统仿真431仿真电路428通过上一节中对各部分电路的设计和分析，利用仿真软件ADS2004可建立预失真器的系统仿真电路图如图4一15所示。在仿真中输入双音信号频率分别为1954MHZ和1946MHZ，带宽为8MHZ，输入功率为10DBM，主射频功率放大器的传输特性如图416所示，增益与输入信号的功率关系图如图4一17所示。主射频功率放大器的增益为33DB，最大输出功率为35DBM。西南交通大学硕士研究生学位论文第39页图415预失真器仿真电路图西南交通大学硕士研究生学位论文第40页盆苗己ERFDWR图416主射频功率放大器的传输特性一20一5O505101520HBOMPRFPLR图417主射频功率放大器增益图西南交通大学硕士研究生学位论文第41页432仿真结果。己E151C5O510M2一M3Y19351945195519651975仃蟹口GHZ图4一18未加预失真器