单相桥式逆变器毕业设计

目录中文摘要1英文摘要21引言32PWM波形工作原理421PWM波形的基本原理422PWM型逆变电路的控制方式623SPWM波形的生成方法73单相正弦脉宽调制逆变电源的组成及工作原理831系统组成832工作原理8321BOOST变换器电路原理9322桥式逆变器基本原理104主电路及控制电路设计1141主电路拓扑及工作过程1142主电路参数设1143控制电路设计15431控制电路框图15432控制电路工作过程15433SG3524与ICL8038芯片介绍16434控制电路参数设计185辅助电源设计236本文主要工作总结25致谢26参考文献271摘要现代开关电源分为直流开关电源和交流开关电源两类，前者输出质量较高的直流电，后者输出质量较高的交流电。本文设计的小功率单相桥式逆变器电源属于交流电源（即ACDCAC）。采用电压反馈控制，通过中断功率通量和调节占空比的方法来改变驱动电压脉冲宽度来调整和稳定输出电压。其中主电路构成是用BOOST升压电压和全桥电路的组合。控制电路采用了2片集成脉宽调制电路芯片，一片用来产生PWM波，另一片与正弦函数发生芯片做适当的连接来产生SPWM波，集成芯片比分立元器件控制电路具有更简单，更可靠的特点和易于调试的优点。本文分析了逆变器的设计过程中器件选择，工作原理以及工作过程，并给出了计算过程中的重要公式。关键词逆变器SPWM波单相桥式2ABSTRACTTHEMODERNSWITCHPOWERSUPPLYISDIVIDEDINTOTHEDIRECTCURRENTSWITCHPOWERSUPPLYANDTHEEXCHANGESSWITCHPOWERSUPPLY,THEFORMEROUTPUTSHIGHERQUALITYOFDIRECTCURRENT,THELATTEROUTPUTSHIGHERQUALITYOFALTERNATECURRENTTHISTEXTINTRODUCEASMALLPOWERSINGLEPHASEBRIDGECONVERTER,ISAKINDOFACPOWERNAMELYACDCACUSINGTHEVOLTAGEFEEDBACKCONTROL,BREAKINGOFFTHEPOWERFLUXANDREGULATINGAMETHODOFSHARETHEEMPTYRATIOTOCHANGETODRIVINGVOLTAGEPULSEWIDTHTOADJUSTTHEOUTPUTVOLTAGEAMONGTHEM,THEMAINCIRCUITISCOMPOSINGOFTHEBOOSTCIRCUITANDTHEWHOLEBRIDGECIRCUITTHECONTROLCIRCUITADOPTEDTWOSLICESOFINTEGRATEDVEINBREADTHSCHIP2,THEONEISUSEDTOPRODUCEPWMWAVE,THEOTHERWITHTHESINEFUNCTIONOCCURRENCECHIPDOTOPRODUCESPWMWAVE,THEINTEGRATIONCHIPISSAMPLETHANTHESINGLECOMPONENT,MOREDEPENDABLEANDEASYTOADJUSTTHISTEXTANALYZEDTHESPAREPARTCHOICEOFCONVERTER,THEWORKPRINCIPLEANDTHEWORKPROCESS,ANDGAVETHEIMPORTANTFORMULAOFTHECALCULATIONPROCESSKEYWORDSCONVERTERSPWMWAVESINGLEPHASEBRIDGE31引言电源有如人体的心脏，是所有电设备的动力。但电源却不像心脏那样形式单一。因为，标志电源特性的参数有功率，电压，频率，噪声及带负载时参数的变化等等；在同一参数要求下，又有体积、重量、形式、效率、可靠性等指标，人可按此去“塑造”和完美电源，因此电源的形式是多种多样的。逆变器的脉宽调制PWM技术早在晶闸管时代就己经出现了，正弦脉宽调制SPWM在全控型器件出现以后得到了迅速的发展，这种技术是用一种参考波通常是正弦波，有时也用阶梯波或方波等为“调制波”，而以N倍于调制波频率的正三角波或锯齿波为“载波”。由于正三角波或锯齿波的上下宽度是线性变化的波形，因此它与调制波相交时，就可以得到一组幅值相等，而宽度正比于调制波函数值的矩形脉冲序列来等效调制波。用开关量取代模拟量，并通过对逆变器开关管的通断控制，把直流电变成交流电。因为,当调制波为正弦波时，输出矩形脉冲序列的脉冲宽度按正弦函数规律变化因此，这种调制技术通常又称为正弦脉宽调制SPWM技术。尽管PWM控制技术出现的很早，但由于电力电子技术发展初期功率开关器件的开关速度很低而且晶闸管又是半控器件，因此，这一技术一直没有得到很大的发展。PWM技术对逆变技术的发展起了很大的推动作用，它与多重叠加法相比较，有以下显著的优点1电路简单，只用一个功率控制级就可以调节输出电压、频率。2可以使用不控整流桥，使系统对电网的功率因素与逆变器输出电压值无关。3可以同时进行调频、调压，与中间直流环节的元件参数无关，系统的动态响应速度快。4可以通过不同的控制策略，以获得更好的波形改善效果。随着大功率高频全控开关器件大量出现，逆变器的PWM控制技术受到了人们的高度重视并且得到了飞速的发展。尤其是最近几年，微处理器用于实现PWM控制技术后，使得现代控制理论的控制方法能够应用于逆变器的PWM控制，大大提高了现代逆变器的性能42PWM波形工作原理21PWM波形的基本原理在采样控制理论中有一个重要的结论冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，指环节的输出响应波形基本相同。如把各输出波形用傅式变换分析，则其低频段特性非常接近，仅在高频段略有差异。例如图2LA,B,C所示的三个窄脉冲形状不同，图2LA为矩形脉冲，图2LB为三角形脉冲，图21C为正弦半波脉冲，但它们的面积即冲量都等于1，那么，当他们分别加在具有惯性的同一个环节上时，其输出响应基本相同。脉冲越窄，其输出的差异越小。当窄脉冲变为图2LD的单位脉冲函数T时，环节的响应即为该环节的脉冲过渡函数。图21形状不同而冲量相同的各种脉冲上述结论是PWM控制的重要理论基础。下面分析如何用一系列等幅而不等宽的脉冲代替一个正弦半波，把图22A所示的正弦半波波形分成N等份，就可把正弦半波看成由N个彼此相连的脉冲所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于/N，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦等分的中点重合，且使矩形脉冲和相应正弦部分面积冲量相等，就得到图22B所示的脉冲序列。这就是PWM波形可以看出，各脉冲的宽度是按正弦规律变化的。根据冲量相等效果相同的原理，PWM波5形和正弦半波是等效的。对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，也称为SPWMSINUSOIDALPWM波形。在PWM波形中，各脉冲的幅值是相等的，要改变等效输出正弦波的幅值时，只要按同一比例系数改变各脉冲的宽度即可。以上介绍的是PWM控制的基本原理，按照上述原理，在给出了正弦波频率、幅值和半个周期内的脉冲数后，PWM波形各脉冲的宽度和间隔就可以准确计算出来。按照计算结果控制电路中各开关器件的通断，就可以得到所需要的PWM波形。但是，这种计算是很繁琐的，正弦波的频率、幅值变化时，结果都要变化。较为实用的方法是采用调制的方法，即把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角形作为载波，因为等腰三角形上下宽度与高度成线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波形相交时，如在交点时刻控制电路中开关器件的通断，就可以得到宽度正比于信号波复制的脉冲，这正好符合PWM控制的要求。当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。一般根据三角波载波在半个周期内方向的变化，又可以分为两种情况。三角波载波在半个周期内的方向只在一个方向变化，所得到的PWM波形也只在一个方向变化的控制方式称为单极性PWM控制方式，如图23所示。如果三角波载波在半个周期内的方向是在正负两个方向变化的，所得到的PWM波形也是在两个方向变化的，这时称为双极性PWM控制方式，如图24所示。图22PWM控制的基本原理示意图6图23单极性PWM控制方式原理图24双极性PWM控制方式原理22PWM型逆变电路的控制方式在PWM逆变电路中，载波频率CF与调制信号频率CF之比/CRNFF。根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM逆变电路可以有异步调制和同步调制两种控制方式。一异步调制载波信号和调制信号不保持同步关系的调制方式称为异步方式。在异步调制方式中，调制信号频率FR变化时，通常保持载波频率FC固定不变，因而载波比N是变化的。这样，在调制信号的半个周期内，输出脉冲的个数不固定，脉冲相位7也不固定，正负半周期的脉冲不对称，同时，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。当调制信号频率较低时，载波比N较大，半周期内的脉冲数较多，正负半周期脉冲不对称和半周期内前后1/4周期脉冲不对称的影响都较小，输出波形接近正弦波。当调制信号频率增高时，载波比N就减小，半周期内的脉冲数减少，输出脉冲的不对称性影响就变大，还会出现脉冲的跳动，同时输出波形和正弦波之间的差异就变大，电路输出特性变坏。因此，在采用异步调制万式时，希望尽量提高载波频率，以使在调制信号频率较高时仍能保持较大的载波比，改善输出特性。二同步调制载波比N等于常数，并在变频时使载波信号和调制信号保持同步的调制方式称为同步调制。在基本同步调制方式中，调制信号频率变化时载波比N不变。调制信号半个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。23SPWM波形的生成方法根据前面讲述的PWM逆变电路的基本原理和控制方法，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定她们的交点，在交点时刻对功率升关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波形。但这种模拟电路结构复杂，难以实现精确的控制。现在用来产生SPWM波形的大规模集成电路芯片已得到了广泛的应用，例如，SG3524,SG3525,HEF4752和SLE4520等这些集成芯片做适当的连接均可以产生SPWM波形，采用集成芯片可以简化硬件电路，降低成本，提高可靠性。另外，随着微机控制技术的发展，使得用软件生成SPWM波形变得比较容易，因此，目前SPWM波形的生成和控制也常采用微机来实现。采用软件来生成SPWM波形的基本算法有自然采样法、规则采样法、低次谐波消去法。83单相正弦脉宽调制逆变电源的组成及工作原理31系统组成图31示出了系统主电路和控制电路框图。直流输入电压经过BOOST电路进行升压，在直流环上得到一个符合要求的直流电压315V50HZ/220V交流输出时。DCAC变换电路采用全桥变换电路。为保证系统可靠运行，防止主电路对控制电路的干扰，采用主、控电路完全隔离的方法，即驱动信号用光耦隔离，反馈信号用变压器隔离，辅助电源用变压器隔离。过流保护电路采用电流互感器作为电流检测器件，其具有足够的响应速度，能够在MOS管允许的过流时间内将其关断。1L1D2D3D4D5D1M2M3M4M1C2C5M1L图31系统组成32工作原理电源一般要经过转换才能符合使用的需要。例如，交流转换为直流，或高电压变成低电压，大功率中取小功率，粗电转换为精电等。按照电力电子的习惯称谓，DCDC理解成DC转换为DC,DC表示直流电是把一种直流电压变换为另种直流电压。常用一个半导体功率器件作为开关，使带有滤波器的负载9线路与直流电压一会相接，一会断开，则负载上得到另一个直流电压。DCAC理解成DC转换为AC,AC表示交流电称为逆变，它是把直流电转换为交流电。321BOOST变换器电路原理BOOST变换器又叫升压变换器、并联开关电路或开关型升压稳压器。线路如图32所示，由开关S、电感L、电容C等组成，完成把电压V，升压到V。的功能。SVLIOV2VOI图32ABOOST电路原理图SVLIOV1DLR图32B由晶体管和二极管组成的BOOST电路BOOST电路的工作过程是当开关S在位置A时，如图33A电流IL流过电感线圈L，在电感线圈未饱和前，电流线性增加，电能以磁能形式储在电感线圈L中。此时，电容C放电，R上流过电流IO,R两端为输出电压VO，极性上正下负。由于开关管导通，二极管阳极接VS负极，二极管承受反压状态。所以电容不能通过开关管放电。开关S转换位置到B时，构成电路如图33B，由于线圈中的磁场将改变线圈L两端的电压极性，以保持IL不变。这样线圈L磁能转化成的电压VL与电源VS，串联，以高于VO电压向电容C、负载R供电。高于VO时，电容有充电电流等于VO时，充电电流为零当VO有降低趋势时，电容向负载R放电，维持VO不变。设开关动作周期为TS,D1为接通时间占空比，D2为断开时间占空比，它们各自小于1，连续状态时D1D21。则逼和时间为T1D1TS，断开时间为T2D2TS。在输入输出电压不变前提下，当开关S在图32AA位置时，IL线性上升，其增益为1011SLSVIDTL（31）SVLIOVRSVOVRLI图33BOOST变换器电路工作过程开关在32A）B位置时，IL线性下降，其增益为12OSLSVVIDTL32由于稳态时这两个电流变化量绝对值相等12LLII，所以12SOSSSVVVDTDTLL化简得12111OSSVVVDD（33）322桥式逆变器基本原理图34示出了桥式变换器的主电路。桥对角的两个功率MOS管作为一组，每组同时接通或断开，两组开关轮流工作，在一个周期中的短时间内，四个开关将处于断开状态。四个开关导通（或关断）占空比值均相等。DCV1M2M3M4M1D2D3D4D图34桥式变换器主电路图在给1M、3M加触发脉冲，这两个MOS管导通，电流流过1M的漏极，经过输出滤波电路回到3M的漏极。当2M，4M加触发脉冲时，此时1M,3M的触发脉冲消失，2M和4M这两个MOS管导通，但不能立即导通，先经过2D，3D续流，等电流I降到零时再开始导通。另外，这四个二极管还有限制过电压的作用114主电路及控制电路设计41主电路拓扑及工作过程主电路的拓扑如图41所示。此主电路由以下几个环节组成，BOOST升压电路，桥式逆变电路和滤波电路。直流输入电压作为BOOST电路的输入电压,经BOOST电路升压后得到的直流环电压大概为315伏，此电压经桥式逆变电路，得到一系列的脉冲宽度不同的、幅值一样的方波即以正弦波为基波的SPWM波，然后在经过输出滤波环节，则可得到符合要求的交流输出电压。1L1D2D3D4D5D1M2M3M4M1C2C5M1L图41主电路拓扑42主电路参数设计一BOOST变换器中储能电感L1的设计为了分析问题的方便，把主电路中BOOST环节抽象出来，并将BOOST电路的输入、输出电压分别用VS和V0表示，BOOST电路的等效电阻R为250，其等效电路原理图如图42所示，其中48,315SOVVVV。SVLIOV1DLR图42主电路中BOOST环节等效图BOOST电路工作的基本原理己经在321节叙述了。本节所给出的各点的工作电压、电流波形都是建立在上述分析的基础上的，并且其中的参数在上节都12有了说明。为了方便推导计算电感L1的公式，现给出主要变量的波形如图43所示。按IL在周期开始时是否从零开始，可分为连续工作状态或不连续工作状态两种模式。在连续状态下，输入电流不是脉动的，纹波电流随L1增大而减小。不连续工作状态，输入电流IL是脉动的。所以在设计L1时要尽量使电路工作在连续状态，这就是设计电感时的要求。为了节省篇幅，上面只画出了连续工作状态时的主要工作点波形。在IL连续工作状态，开关周期TS最后的时刻电流I0值，就是下一个TS周期中电流IL的开始值。但是，如果电感量太小，电流线性下降快，即在电感中能量释放完时，尚未达到M5重新导通的时刻，因而能量得不到及时的补充，这样就出现了电流不连续的工作状态。在要求相同功率输出时，此时场效应管和二极管的最大瞬时电流比连续状态下要大，同时输出直流电压的纹波也增加。下面推导计算L1的公式。LILVOSVV图43主要各点波形由公式（31）和（32）可得电感电流在上升时的电流增益和下降时的电流增益分别为1122,SOSLSLSVVVIDTIDTLL在交接出电流相等，即12LLII原则有12SOSSSVVVDTDTLL13化简得电压增益为111OSVMVD由于忽略损耗有OOSSVIVIODSOVIMVI故SOIMI根据在连续与不连续只的临界状态的条件，它们与SI的关系式为12LSII则有，OSOVIMIMR和11122SLSVIDTL。据此可推得临界条件为211112SDDLRT（41）下面进行具体的计算，由公式（33）可得1111OSSSVVVDD由VVVVS315,480,可得1085D又10FKHZ，可得100STUS，同时250R。将上述参数代入公式（41）可得221111085108525010002422SDDLRTMH二功率管的选择1BOOST升压电路参数选择1功率管的选择直流输入电压经BOOST升压电路后电压为315V故功率管工作电压V315V,考虑一定裕量取电压等级为2315630V,平均电流为315126259IA,考虑一定裕量15712620TAVIA综合考虑选用电压等级为630V,电流等级为2A的功率MOSFET2二极管的选择在BOOST电路工作中,当开关管开通时,二极管承受的最大反压为315V,考虑一定的裕量取电压等级为2315630V,平均通态电流为31548107250IA,考虑一定14的裕量取2IA,综合考虑选用电压等级为630V,电流等级为2A的二极管2桥式逆变电路功率管的选择桥式电路输入电压为315V,选择电压等级为2315630V,输出功率为1KW,故其平均电流为1212100038315OUTINPIAV选择电流等级为1573860TAVIA综合考虑选择电压等级为630V,电流等级为6A的功率MOSFET（三）滤波器件的设计假定逆变器的直流环电压为UD，载波三角波的幅值为UC，则调制比的值为2SSRCUZIUMU式中SU为电源输出电压有效值，SI为电源输出电流有效值，RU为调制波电压的有效值。载波比CRFNF，CF为三角波频率，RF为调制波频率。SPWM波形如图44所示图44逆变器输出电压波形由此图可知，逆变器输出电压ABUT傅立叶级数表示为1511,32SINCOSSINDNABDMNUJMMUTMUTMMNNTM（42）从上面的公式可看出，第一项即为SPWM输出波形中的基波分量，正是我们所需要的，第二项是谐波分量。另外，从公式的第二项还可以看出，载波N越大，谐波频率就越高，滤波越容易（从它的频谱图中能更形象的看出），所需的25LC的值就越小。10CFKHZ时，2512,5LMHCUF，即可将ABUT中的高次谐波滤去。43控制电路设计431控制电路框图控制电路的框图如图45所示。DUAUEUFUGUBUAUCU图45控制电路框图432控制电路工作过程由正弦波信号由集成芯片ICL8038产生发生电路产生的正弦信号分两路，一路到精密全波整流电路，经过精密全波整流后，产生馒波头，此馒头波再与带有1V基准的加法器相加，得到幅值抬高了的馒波头，即UD，使其控制在1V36V范围内UD再输入到集成芯片SG3524，然后产生一系列经过脉冲宽度不等、幅值相等的矩形波，即经过调制后的SPWM波。另一路正弦信号到比较器，经过比较器后，产生正负半波对称的方波，此方波和前面产生的SPWM波共同输入到分相电路，然后产生两路只在每个半周期内具有SPWM波的信号UF和UG，再用UF,UG来分别驱动桥式电路的两对对角臂上的MOS管中间要经过光藕隔离和驱动放大。16433SG3524与ICL8038芯片介绍一SG3524芯片SG3524是一种应用极为广泛的PWM波形发生器集成电路，最先由美国硅通公司SILICONGENERALCOMP生产，现世界上许多公司都生产这种产品，如美国UNITRODE公司的UC3524、国产的CW3524北京半导体五厂、骊山微电子研究所生产等。其改进型性能更优良的型号为SG3524A，该系列同样分为军品、工业品与民品。SG3524采用标准双列直插式16引脚DIP16集成电路封装，其军品与工业品型号分别为SG1524和SG2524，而民品为SG3524。它的引脚排列和内部结构如图46,47所示。TRTCINFVCV图46SG3524引脚说明图47SG3524内部框图SC3524工作过程是直流电源VS从脚15接入后分两路，一路加到或非门另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的5V基准电压。5V再送到内部或外部电路的其他元件作为电源。振荡器脚7须外接电容CT，脚6须外接电阻RT。17振荡器频率F由外接电阻RT决定，118/TTFRC。本次设计将BOOST电路的开关频率定为10KHZ，RT5K。逆变桥开关频率也定为10KZ，取022,5TTCUFRK。逆变桥的输出分为两路一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相端。比较器的反向端接误差放大器的输出。误差放大器实际上是个差分放大器，1号引脚为其反向输入端2号引脚为其同相输入端。一般地，一个输入端连到16号引脚的基准电压的分压电阻上应取得25V的电压，另一个输入端接控制反馈信号电压。本系统电路图中，在DCDC变换部分，SG35241芯片的1号脚接控制反馈信号电压，2号脚接在基准电压的分压电阻上。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出端互补交替输出高低电平，其作用是将PWM脉冲交替送至V1、V2的基极，锯齿波在此的作用是加入了死区时间，保证V1及V2两个三极管不可能出现同时导通。最后，晶体管V1及V2分别输出脉冲宽度调制波，两者相位相差180度。当V1及V2并联应用时，其输出脉冲的占空比为090当V1及V2分开使用时，输出脉冲的占空比为045,脉冲频率为振荡器频率的1/2，在本系统电路图图31中，两块SG3524都为并联使用。当10号引脚上加高电平时，可实现对输出脉冲的封锁，可用来实现过流保护。二ICL8038芯片ICL8083的引脚排列和内部原理电路框图如图48所示。ICL8038由恒压源I1，I2，电压比较器C1,C2和触发器等组成。在图48中，电压比较器C1,C2的门限电压分别为2VR/3和VR/3VRVCCVEE，电流源I1，和I2的大小可通过外接电阻调节，且I2必须大于I1。当触发器的Q端输出为低电平时，它控制开关S使电流源I2断开。而电流源I1则向外接电容C充电，使电容两端电压VC随时间线性上升，当VC上升到VC2VR/3时，比较器C1输出发生跳变，使触发器输出Q端由低电平变为高电平，控制开关S使电流源I2接通。由于I2I1,因此电容C放电，VC随时间线性下降。当VC下降到/3CRVV时，比较器C2输出发生跳变，使触发器输出端Q又由高电平变为低电平，I2再次断开，I1再次向C充电，VC又随时间线性上升。如此周而复始，18产生振荡。若I22I1,VC上升时间与下降时间相等，就产生三角波输出到脚3。而触发器输出的方波，经缓冲器输出到脚9。三角波经正弦波变换器变成正弦波后由脚2输出。当I1I22I1，时，VC的上升时间与下降时间不相等，管脚3输出锯齿波。因此，ICL8038能输出方波、三角波、正弦波和锯齿波等四种不同的波形。本次设计中应用ICL8038，主要是用来产生正弦波信号发生的。具体的电路的连接方式和设计的参数在利用SG3524生成SPWM波的中介绍。图48AICL8038引脚图图48BICL8038内部原理图434控制电路参数设计一利用SG3524生成SPWM信号19按照上述SG3524的工作原理，要得到SPWM波，必须得到一个幅值在1一35V，按正弦规律变化的馒头波，将它加到SG35242内部，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉宽调制波。关键是正弦波信号的发生，我们设计的正弦波信号发生电路如图49所示。图49正弦波信号发生电路正弦波电压UD由函数发生器ICL8038产生。ICL8038引脚和具体的接法如图49所示，正弦波的频率由R1、R2和C来决定，12015/FRRC，为了调试方便，我们将R1、R2都用可调电阻，R2和R是用来调整正弦波失真度用的。在实验中我们测得当F50HZ时，R1R297K，其中C022UF。正弦波信号产生后，一路经过精密全波整流，得到馒头波UC（图45，另一路经过比较器得到与正弦波同频率，同相位的方波UB,UC与1V基准经过加法器后得到UD,UD输入到SG35242的1号脚，2脚与9脚相连，这样UD和锯齿波将在SG35242内部的比较器进行比较产生SPWM波UE。分相电路用一块二输入与门74LS08和一块单输入非门74LS06所组成。UB和UE加到分相电路后就可以得到驱动信号UF和UG，再将UF和UG加到MOS管驱动电路的光耦原边，就可以实现正弦脉宽调制。二分相电路设计分相电路如图410所示，由正弦波信号发生电路产生的正弦波经过比较器后得到的BU和由SG3524得到的脉波EU输入到到分相电路后就可以得到驱动信号1FU、1GU和2FU、2GU，将1FU和1GU加到桥式逆变电路的一组桥上的两个MOS管驱动电路的光耦原边，将2FU和2GU加到桥式逆变电路的另一组桥上的两个MOS管驱动电路的光耦原边就可以实现正弦脉宽调制。201FU1GU2FU2GU图410分相电路三驱动电路设计本设计采用5路独立驱动电路，各驱动电路不公地。每路均采用TLP250进行驱动。采用TLP250构成的MOSFET驱动器由于体积小，价格较便宜，是不具备过流保护的MOSFET驱动器中较理想的选择，同时，TLP250构成的驱动器也可用与驱动MOSFET。TLP250包含一个CAA1AS光发射二极管和一个集成光探测器，8脚双列封装结构。适合与IGBT或电力MOSFET栅极驱动电路。TLP250的典型特征如下（1）输入阀值电流（IF）5MA（最大）；（2）电源电流（ICC）11MA（最大）；（3）电源电压（VCC）1035V；（4）输出电流（OI）05A最小（5）开关时间TPLH/TPHL05S最大；（6）隔离电压；2500VMPS（最小）。图411给出了TLP250的内部结构简图，表41为TLP250工作时的真值表。在工作时管脚2或者管脚3均可以接TLP250输入信号。当管脚2接高电平时，管脚2输入信号，当管脚3接低电平时，2端接输入信号。6端和7端均可以作为输出端，在工作时常常把这两端连接起来。8端接工作电压，5端接地。由表31可以得出TLP250的输出和输入之间的关系。本设计采用如图412所示的驱动电路21来驱动MOSFET。FVFICCV0V0V1TR2TRGND图411TLP250的内部结构简图41TLP250工作时的真值表输入LEDTR1TR2通断通通断断1R250TLP15V10VIGBT2R412MOSFET驱动电路四过流保护电路过流保护是利用SG3524的10脚加高电平封锁脉冲输出的功能。当10脚为高电平时，SG3524的脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。过流信号取自电流互感器对SG35241芯片取在主电路中工频变压器的副边，对SG35242芯片取在滤波电路前，经整流后得到电流信号加至如图413所示过流保护电路上。过流信号加至电压比较器LM339的同相端。当过流信号使同相端电平22比反相端参考电平高时，比较器将输出高电平，则二极管D2将从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，这一变化将使得电压比较器一直稳定输出高电平封锁脉冲，则BOOST电路停止工作，在正常状态下，比较器输出零电平，不影响BOOST电路工作。图413过电流保护电路五反馈调压电路反馈调压电路如图414所示图414反馈调压电路当逆变器正常工作时，逆变器的输出信号接反馈变压器，此电压经整流、滤波及分压得到反馈电压UO，显然，UO的大小是正比与逆变器的输出电压的。调节W1可调节负反馈电压的大小，从而调节逆变器输出电压的幅值。UO控制信号被送到SG35241芯片的误差放大器的反相端脚1。误差放大器的同相端脚2接参考电平。这样，SG3524的输出脉冲的占空比就受到反馈信号的控制。调节过程是当逆变器输出因突加负载而降低时，它会使加在SG35241的脚1的输入反馈电压下降，这会导致SG35241输出脉冲占空比增加，从而使得BOOST电路输出电压升高，逆变桥的直流电压升高，逆变器输出交流电压升高。反之亦然。可见，正是通过SG35241的脉宽调制组件的控制作用，实现了整个逆变器的输出自动稳压调节功能。235辅助电源设计反激变换器的工作原理在BUCKBOOST直流变换器中,将中间段的电感改为插入隔离变压器,即推出FLYBACK变换器,亦称反激变换器,如图51所示INV1N2N1CLR1VD1V1T图51单端反激式变换电路工作过程当V1导通时,输入电压INV便加到变压器1T的初级绕组1N上，由于变压器1T对应端的极性，次级绕组2N为下正上负，二极管1VD截止，次级绕组2N中没有电流流过。当1V截止时，2N绕组电压极性变为上正下负，二极管1VD导通。此时，1V导通期间储存在变压器中的能量便通过二极管1VD向负载释放。在工作过程中变压器起到了储能用的电感作用。变压器变比计算电源占空比为04，利用公式1IOUDNUD得，当输出分别为5V、15V、20V时变比分别为1N64，2N21，3N16,选初级匝数为70,则次级匝数分别为11、33、44匝。辅助电源工作过程辅助电源主要由反激式变换器构成,其变压器的原边