TOPSwitch组成单端反激式开关电源的设计流程图

1、TOPSwitch组成单端反激式开关电源的设计流程图TOPSwitch是内含高压功率MOSFET开关管的单片复合IC器件，它包含所有的模拟和数字控制电路，能完成隔离变压、调整稳压、自动保护等开关电源需要的全部功能。由于IC外部元器件很少，因此它能大为简化电源的设计。又因它的开关频率高达100KHz，从而能明显缩小电源变压器的尺寸，并且允许使用更小的储能元件。当电网电压为85-265 时其输出功率功率可达50W，当电网电压为195-265 时，输出功率则达100W。设计一台单端反激式离线开关电源，涉及到电气工程的许多方面：模拟电路和数字电路的结构，双极管和MOS功率管器件的特征，磁性材料的考虑，

2、热温升的散发，过流和过压的安全防护，控制回路的稳定性能等。这就提出了一个巨大的挑战：它的设计涉及到需要综合协调的许多可变因素。正是由于TOPSwitch的高度集成化，才使得这项设计任务被大大地简化。因为它有效的缩减了设计变数项目，并且建立了IC内部回路的稳定性，所以发展成为一种简单的逐步设计方法，使之容易遵循参照，并指引读者从TOPSwitch的设计流程图中，快速的得到较满意的结果。一台开关电源的设计，本质上是一件把许多变数调节到最佳值的反复过程。它的设计方法大体上可有下述三部分：一是完整的设计流程图，二是简明扼要的设计步骤，三是深化的数据信息处理。在构思阶段的流程图，是做成一个框图来提供全局

3、的概貌，并指出完整的设计步骤。该逐步设计程序是设计方法的一种简化模式，在执行程序阶段，他自始至终指导读者如何按给定的电源系统指标要求和规范，运用经验规则，查阅表格和简化的图示项目，来完成所需的TOPSwitch反激式电源的设计在优化最佳数据和信息的过程中，可利用关键的基本工作数据作为设计指南，例如一些方程式和导向图标等。在以上三者之间，它们提供了前后相互参照的内容，让读者能开阔思路，在给定的阶段执行有关程序，实现最佳参数，这有利于深入理解和进一步优化数据。由于TOPSwitch器件电路的高度集成化，过去设计这类电源的一些争论，均在芯片中得到解决。只有少量需要调节的器件留在IC外面加以安排，这就

4、能维持它的基本电路结构不变。有关反馈变换器要求的特殊应用，例如恒定电流输出、恒定功率输出等，详见有关文献。对于用TOPSwitch的反馈电路，只需在基本的变换器电路结构上增加一些改进措施，因为它们都设置在IC外围。有四种不同的反馈电路形式可供选用，其中两种反馈回路是受光耦器件控制的。另外两种反馈回路是偏置绕组只接阻容（或再串二极管）加到IC。这取决于开关电源对输出电压和输出电流的要求指标。TOPSwitch产品手册给出的设计流程图，共有35个设计步骤，现把其设计步骤归纳为以下四个阶段：1) 根据用户的要求，确定所需电源的基本指标，并且确定相应的反馈电路结构：指标较高者选用光耦反馈控制电路，指标

5、较低者可选择反馈绕组直接阻容（或再串联稳压二极管），加到TOPSwitch的偏置脚端；2) 选择足够的最小功率规格TOPSwitch-IC器件；3) 根据已选的TOPSwitch器件，设计最小号的主功率变压器；4) 合理选择其他所有外部元器件参数。在几个步骤分解概述之后，深化的逐步设计程序，本章还将给出反激式开关电源所有重要的计算公式，便于让读者自行完成大部分计算，以缓解设计者在反激式电源设计中遇到的错综复杂、冗长乏味的麻烦。在前面的讲解中，简明扼要地给出了基本原则和各式各样的表格。例如，在输出整流器二极管的表格中，分两类不同用场的整流器：一是低压肖特基二极管，二是超快恢复反向电压较高的二级管

6、，并且给出它们的几种型号、主要电气参数和产品厂家。下面将按主要的步骤和阶段，展开讨论用TOPSwitch组成的单端反激式开关电源的设计方法。它适用于100kHz工作频率下的许多510W、2060W中小功率稳压电源。它是掌握这一类较特殊的反激式高频开关电源的有效方法，起到“纲举目张”的作用。为简化分析，对下面讨论的几个分散内容适当作了调整，合并同类项，把原第3、4、5步骤，合并到第一步骤。【1】 步骤1、3、4、5 根据用户的要求，确定设计电源的电网交流输入电压值，有三种典型类别：一是输入为100115VAC，二是输入为通用范围85265VAC，三是输入为230VAC时，对应的电网电压最小值和最

7、大值VACMIN、VACMAX；不同直流输入电压值相应的原边反射输入电压值VOR、原边齐纳二极管箝位电压值VCLO。电网输入交流电压（V） 最小交流电压值（V） 最大交流电压值（V） 整流后最小直流电压（V） 原边反射输出电压（V） 齐纳二极管箝位电压（V）100/115 85 132 90 60 90通用 85 265 90 135 200230 195 265 240 135 200另外，还需要确定电源的输出电压、输出功率、效率等，分别如下：(1) 电网频率 ：为50Hz或者60Hz；TOPSwitch的开关频率 ：为100kHz；(2) 输出直流电压 ：5、7.5、12、15等，单位用福

8、特（V）；(3) 输出功率 ：5、10、15、20、25、30、40、50等，单位用瓦特（W）；(4) 电源整机效率 ：若无较好的参考数据，可取 0.8；(5) 损耗分配因数Z：若无较好的参考数据，可取Z0.5；(6) 根据电网电压来确定输入储能电容器 和变换器最小直流输入电压VDCMIN。设电网全桥整流器的导电时间为3ms，选择输入储能电容器 ：当电网输入为100/115VAC或通用输入85265VAC条件下，按输出功率值的瓦特数乘上23 ；而当电网输入为230VAC时， 取值按输出功率值的瓦特数乘上1 。(7) 根据最小直流输入电压VDCMIN和原边反射输出电压VOR，来确定电网电压为最低

9、值时的最大占空比DMAX，此时设TOPSwitch导通时的漏源电压为VDS10V。【2】 步骤2 根据设计电源要求的输出电压稳定精确度、负载电流变化的调整率、电网电压变化的调整率等要求，来确定反馈传感电路的结构（有四种）与偏置电压值（有三种）。输出电压稳定精度 负载变化调整率 电网变化调整率 反馈电路结构选取 偏置电压 数值（V）1.0 0.2 0.2 光耦/TL431 125.0 1.0 0.5 光耦/齐纳管 125.0 2.5 1.5 原边增强型 27.710.0 5.0 1.5 原边基本型 5.7【3】 步骤6、7 根据不同的电网输入电压条件，按连续工作状态与非连续工作状态的原边电流比例

10、因数 ，可得到不同的原边脉动电流与峰值电流之比值 。开始选用时，先从最小值选取，即当电网输入电压为100/115VAC或者通用输入时，0.4；当电网输入电压为230VAC时，取 0.6。然后，再根据有关计算公式分别得到四个不同的原边电流参数值：a) 计算原边平均输入电流值： （A）；b) 计算原边峰值电流值： （A）；c) 计算原边脉动电流值： （A）；d) 计算原边有效电流值（均方根值RMS）： （A）。【4】 步骤8、9、10 选择功率容量足够的最小型号的TOPSwitch器件，即在实际的温升也限制之下，根据最小电流限制的规范（见如下关系式），从尽可能小的三端TOPSwitch工作电流开始

11、考虑选用器件：当有必要时，应选择功率容量较大型号TOPSwitch产品。【5】 步骤11 对照要求的峰值电流 来检验所选TOPSwitch的最小限制电流ILIMIT，可增大电流比例因数，知道 1.0，或者 ，反复调节。【6】 步骤12、13 首先计算变压器的原边电感 ，根据输出功率来选择变压器磁芯材料与骨架尺寸，确定一下四项参数：a) 磁芯有效截面积 （ ）；b) 磁芯的有效磁路长度 （ ）；c) 磁芯无气隙时的有效电感量（即电感因数）： （nH/匝数的平方）；d) 绕线骨架的宽度 （mm）。【7】 步骤14 设置变压器原边绕组匝数的绕制层数，先取绕制层数为四层，在调节过程中维持在绕制层数为1

12、.02.0之间。副边绕组匝数 的选择有如下两种情形：a) 当电网电压为100/115V时：每伏特取1.0匝；b) 当电网电压为230V和通用输入时：每伏特取0.6匝。并且绕制层数与副边绕组匝数均需要反复调节。【8】 步骤15 计算原边绕组匝数 和偏置绕组匝数 的选择有如下两种情形：a) 二极管正向电压：对于P/N型二极管取0.7V，对肖特基二极管取0.4V；b) 设置输出整流器正向电压 ；c) 设置偏置整流器正向电压 ；d) 计算原边绕组匝数 ；e) 计算偏置绕组匝数 。【9】 步骤1622 选择磁芯的最大工作磁通密度 在20003000GS范围内；磁芯的气隙长度值应当 ；合理选择原边导线铜截

13、面的最小直径DIA（mm）、原边绕制漆包线的最大直径OD（mm）；原边绕组的电流容量CMA；以每安培的铜导线截面圆周长度限制在200500mils（mils为千分之一英寸：118mils 3mm）。对绕制线圈的绝缘，当电网电压为230VAC或者为通用输入时，应设置安全边缘界限为3mm（即118mils）；当电网电压为110115VAC时，设置安全边缘为1.5mm（即59mils）。如副边绕组用三重绝缘导线，可不设置安全边缘界限。三相参数变化方向 CMA层数 磁芯骨架 【10】 步骤23 确定副边的参数 、 、 、 、 a) 副边峰值电流 （A）；b) 副边电流有效值： （A）；c) 输出电容器

14、的脉动电流： （A）；d) 副边导线铜界面的最大直径： （mm）；e) 副边绕制漆包线的最大外径： （mm）。【11】 步骤24 确定副边绕组最大峰值反向电压 （V）、并确定偏置绕组最大峰值反向电压 （V）。【12】 步骤25 选择其他外部元器件。首先是根据电网交流输入电压和箝位齐纳电压 ，合理地选用选用接在原边绕组与MOSFET漏极间地箝位齐纳二极管与阻断二极管。电网输入交流电压 （V） 箝位齐纳电压 （V） 箝位齐纳二极管型号、反向电压、功率、厂家 阻断二极管型号、反向电压、功率、厂家100/115 90 P6KE91:91V/5WMOTOROLA BYV26B:400V/1A(UFR)P

15、HILIPS通用输入 200 P6KE200:200V/5WMOTOROLA BYV26C:600V/1A(UFR)PHILIPS230 200 P6KE200:同上 BYV26C:同上【13】 步骤26 选用输出整流器二极管型号，要注意反向电压值 。 是整流器二极管的产品额定反向耐压。要求整流器二极管的工作电流 ，式中电流 是二极管的额定直流电流值，其输出电流值 。整流器二极管型号 反向电压值 （V） 工作电流 （A） 制造厂家肖特基二极管 IN5819 40 1.0 MOTOROLAIN5822 40 3.0 MOTOROLAMBR745 45 7.5 MOTOROLAMBR1045 45

16、 10 MOTOROLAMBR1645 45 16 MOTOROLA超快恢复二极管 UF4002 100 1.0 GIMUR110 100 1.0 MOTOROLAMUR120 200 1.0 MOTOROLAUF4003 200 1.0 GIBYV27-200V 200 2.0 PHILIPS,GIUF5401 100 3.0 GIUF5402 200 3.0 GIMUR410 100 4.0 MOTOROLAMUR420 200 4.0 MOTOROLAMUR810 100 8.0 MOTOROLAMUR820 200 8.0 MOTOROLABYW29-200 200 8.0 PHILI

17、PS,GIBYV32-200 200 20.0 PHILIPS【14】 步骤27 按输出电流脉动值 选择输出电容器：脉动电流值规定105、100kHz时应等于、大于 。用低等效串联电阻（ESR）的电解电容器，其输出开关脉动电压为 。输出大电流时用多个并联电容器来减少脉动电流波纹。不同条件下的例子：a) 当输出电压为524V、输出电流为1A时：选输出电容量330 、35V，低ESR电解电容器；有美国产品CHEMICON、日本产品NICHICON、PANASONIC等。b) 当输出电压为524V、输出电流为2A时：选输出电容量1000 、35V。【15】 步骤28、29 如果输出开关脉动电压没有限

18、制在规定范围内，就应增设输出LC后续滤波器，其电感量2.24.7 。在低电流（ 1A）时，采用铁氧体小磁珠；当输出大电流时，采用远离的套架扼流圈。如果要避免增大直流压降，可加大扼流圈电流额定值，或增大导线的尺寸。电容器选取120 、35V，低ESR的 电解电容。【16】 步骤30 选择偏置电路整流器二极管可按下面的三个厂家产品来考虑，其反向电压值应当限制在一个范围内： 。有三种：1N4148: =75V(Motorola);BAV21: =200V(Philips);UF4003: =200V(GI)。【17】 步骤3133 偏置电容用0.1 、50V陶瓷电容器；控制脚电容器用47 、10V的

19、低损耗电解电容器，不用低ESR电容；串联电阻器采用6.2 、1/4W（注意，如果 1，第三节 单端反激式开关电源的参数分析与计算公式本届内容是上一节设计步骤的进一步分析和展开，即深入讨论TOPSwitch组成的单端反激式开关稳压电源的逐步设计方法与主要步骤分解。（1）步骤1.3 确定电源要求的 、 、 、 、 、 、Z等，并确定输入电容量 和最小直流输入电压 。前面已作了分析，不再重复有关内容。现在先分析电网电压输入的交流电流有效值，电网输入全波整流之后的最小直流高压值与最大直流高压值计算公式，原边电流波形的各项参数计算公式。图3-12给出了史册的电网交流输入电压波形和经桥式整流器与高压电容器

20、滤波之后的脉动电压纹波、桥式整流器的输出电流波形，以及理想化的示意图，给出整流期的导通时间 。整流滤波后的直流高压值，见下面计算公式。变换器最小直流输入电压 和最大直流输入电压值 ，均取决于交流输入电压、桥式整流器及储能电容量 的大小。图3-12给出了在交变周期的一个短暂导通时间 内，储能电容是怎样充电到交流电压的峰值。由于是全波整流，因此 的脉动电压具有两倍的电网频率。在交流输入电压的峰值之间放电期间， 必然会提供所有的原边平均电流。最小的直流输入电压 可有公式（3-22）得到，式中 是电源的输出功率， 是估计的效率， 是电网频率， 是最小交流电网电压， 则是滤波电容器。例如，当输入为85

21、、60Hz、效率为0.8，输入功率为15W时，并且滤波电容时33F,导通时间为3.2ms时，可得到最小直流电压为93V。（3-22）最大直流输入电压 是在最高交流电压265 条件下峰值375 ，此时在考虑反射电压 =135V和漏感关断电压值等，TOPSwitch期间的漏极最大反向耐压应当取 =700V，对于齐纳管箝位电压 =200V等，见图3-12。= =265 375 (V) (3-23) (2)步骤4 确定反射输入电压 和箝位齐纳电压 。可参照由TOPSwitch组成的反激式开关电源电路图3-6。当电网输入电压为100/115 时，因 =132 ，所以对应的最大直流电压 =132 187V

22、，其示意图见图3-13。如前所述，当TOPSwitch截止时，副边二极管则导通，在副边绕组上的电压反射到变压器原边绕组（按匝数比增大），因此在TOPSwitch的漏极脚高压，将是该反射电压 叠加在电网整流滤波后的直流输入电压上。当电网电压升到最高时，漏极的直流电压接近最大值的最坏情形，即 =（ + ）。最大直流输入电压可由下式计算出：= 除了（ + ）之外，截止瞬间在漏极上，还可以看到一个大的电压尖峰，它是由变压器原边漏感触能引起的电压尖峰，如图3-13和图3-14所示。为使电压尖峰不超过MOSFET额定最小漏极击穿电压 =350V，有必要在原边绕组设置一个箝位电路，它包括一个齐纳箝位二极管V

23、R1和一个阻断反接二极管D1。特别推荐齐纳管取代通常的RC阻容箝位电路，是由于在起始瞬间它能更有效的箝制漏感储能，而并不阻碍从原边到副边的开关电流变化。实验测量表明，有漏感和快速形成的副边电流影响，有必要设置这个边界限制电压值。而不必降低箝位电压，因为部分存储在磁芯中的能量将送到齐纳管，以免惊人的增大齐纳管的损耗。通常规范箝位齐纳管的额定电压 ，使工作在低电流值和室温下。高压齐纳管又较强的正温度系数，并且有纯电阻性能。因此，在大电流和高温条件下， 会明显增大。实验数据表明， 高于规范 约40%，即定义：=1.4 （3-24）图3-13 当电网交流输入电压为100/115 时的反射电压、箝位电压

24、 图3-14 当电网交流输入电压为通用值或230 时的反射电压与箝位电压所以在选用箝位齐纳管时，就应当对此作出考虑。另外，串联在箝位齐纳管电路的阻断二极管，由于它的正向恢复时间会引起尖峰电压，故增加20V的余额是必须的。在综合考虑了所有这些因素之后，TOPSwitch漏极的最大电压值归纳为：= +（1.41.5 ）+20 (V) (3-25)为了把电源的损耗减低到最小，在统计上述所有效应之后，再设置TOPSwitch的击穿电压额定值，尽力使 维持在最大值不变。正如所看到的情形，较高的 将导致较大的最大占空比 ，在相同的输出功率时，它将减小TOPSwitch的工作电流。如果 接近TOPSwitc

25、h允许的最大占空比（64%），那么 并不会在进一步增大。=132 =187 （V）通过上面运用187V的 ，选择350V的TOPSwitch，得到标准的90V箝位齐纳管电压、反射电压 =60V、边界限制电压取17V。同样的道理，对于电网交流输入为230 和通用输入电源应用时：=265 对应的 =375V，在该最大直流电压时选用700V的TOPSwitch，将允许采用200V箝位齐纳管电压值，与之相应的反射电压 =135、并留有25V边界限制电压值，详见图3-14。虽然说这些边界限制电压值较小，但它们的作用却是很重要的，这里考虑了把所有最坏的情况数值都加在一起，并让典型的边界限制电压值。（3）步

26、骤5 确定在低电网电压时，利用 和 来到最大占空比 。一旦知道了反射电压值 和最小直流输入电压值 ，就能容易的计算出最大占空比 ：（3-26）是TOPSwitch导通期间漏极-源极的平均电压值。如图3-15和图3-16所示，由于假设 在零值，在单电压输入时，最大占空比 的取值范围是36%40%；而在通用电网输入时， 取值为60%。从实际情形考虑， 应设在10V，它会稍微增加 。当最小直流输入电压 较高时，它直接增加了所有TOPSwitch的输出功率容量；而当最大值流输入电压 较低时，它能允许较高的反射电压 ，从而有较大的最大占空比 。因此较窄的输入电压范围，总是导致较高的输出功率，或者较低的功

27、率损耗值。在通用电网输入电压时，确定它的最大占空比 如图3-16所示。TOPSwitch-II 漏极箝位与齐纳管、阻断管的选择：当TOPSwitch输出管MOSFET截止时，变压器的漏感将引起电压尖峰。这些电压尖峰必须被箝位在低于TOPSwitch漏极电压额定值 。图3-6中推荐的箝位电路，是由阻断二极管D1和齐纳二极管VR1组成，他们把电压尖峰有效地箝位在低于MOSFET漏极额定电压值上。由于箝位电压是随负载电流大小而变化的，所以不宜推荐R-C-D阻容/二极管电路结构。在过载工作或者在电网交流高电压输入时，R-C-D箝位电路可能会使漏极点压超出TOPSwitch的击穿电压额定值。反向阻断二极

28、管D1应采用超快恢复高压整流管，其反向恢复时间 应小于75ns。击穿电压值的选择为：TOP1xx系列用400V,TOP2xx系列用600V。不同TOPSwitch可选用的反向阻断二级管对照型号见表3-7。表3-7 三个厂家产品型号TOPSwitch的型号规格 PHILIPS MOTOROLA GENERAL INSTRUMENTTOP100 BYV26B MUR140 UF4004TOP101 BYV26B MUR140 TOP102 BYV26B MUR140 TOP103 BYV26B TOP104 BYV26B TOP200 BYV26C MUR160 UF4005TOP201 BYV2

29、6C MUR160 UF4005TOP202 BYV26C MUR160 TOP203 BYV26C TOP214 BYV26C TOP204 BYV26C 箝位齐纳二级管VR1在瞬态或者稳态工作时，必须有足够的控制能力。应选择VR1的箝位电压大致高于反射输出电压 的1.5倍。对于TOP1xx器件， 应取60V或小些；对于TOP2xx器件， 则应为135V或更低些。对所有TOPSwitch期间的功率和峰值电流电平，可使用低成本的5W功率容量P6KE91P6KE200齐纳二级管瞬态电压抑制器系列，并可使用MOTOROLA和SGS-THOMSON公司的产品。表3-8 不同电网电压时TOPSwitc

30、h期间对应的箝位齐纳二极管型号TOPSwitch的规格型号 电网输入电压115 （ 60V） 通用电网输入85265 （ 135V 双115 或230 输入时（ 135 TOP100 P6KE91 TOP101 P6KE91 TOP102 P6KE91 TOP103 P6KE91 TOP104 P6KE91 TOPSwitch的规格型号 电网输入电压115 （ 60V） 通用电网输入85265 （ 135V 双115 或230 输入时（ 135 TOP200 1N5956 1N5956TOP201 P6KE200 P6KE200TOP202 P6KE200 P6KE200TOP203 P6KE

31、200 P6KE200TOP214 P6KE200 P6KE200TOP204 P6KE200 P6KE200表3-7和表3-8给出了每一种TOPSwitch对应推荐的阻断二级管D1和箝位齐纳二极管VR1型号，也给出了可用作箝位的其他齐纳二极管系列型号，现在按功率大小列出如下：1.0W的1N476x系列（MOTOROLA）;1.0W的VRDZ2xxU系列（ISHIZUKA）；1.3W的BZX85C系列（THOMSON）； 1.5W的BZY97(PHILIPS、THOMSON、FAGOR);2.0W的BZV47C（THOMSON）；2.5W的BZD23（PHILIPS）；3.25W的BZT03（

32、PHILIPS，TEMIC）；5.0W的1N53xx系列（MOTOROLA、THOMSON）；6.0W的BZW03/D（TEMIC）。（4）步骤6 设置脉动电流 与峰值电流 的电流比例因数 。参见图3-17，对应公式：= （3-27）在大多数连续工作状态下，对于电网为100115 或者通用输入交流电压时，先取电流比例因数 =0.4；在230 电网输入时，取 =0.6。当连续工作状态较少时， 会增加到较高值。按上述定义， 不会大于1.0，且也不可能被设置在比0.4更小的数值。许多设计师宁可采用非连续状态（ =1.0）设计，这样控制环路较容易稳定。当采用TOPSwitch时，由于建立了环路的补偿，

33、使它能利用一个简单的外部RC网络来稳定环路，而不受工作状态影响。设计 在上述推荐值，它允许连续工作状态在低电网输入时，在给定的输出功率条件下使原边峰值电流为最小，并且在应用允许使用尽可能小的复合IC-TOPSwitch器件。在电网电压为230 时，推荐 =0.6(比较在电网电压为100/115 和通用输入时取 =0.4)。其重要的原因是为了适应开通使漏极出现较高电流峰值，它是由于漏极结电容在较高电平是放电引起的。（5）步骤7 确定原边波形参数 、 、 、 。电流比例因数 和最大占空比 确定之后，就能知道原边电流波形。由电流波形的简单几何图形，很容易推导作为平均电流值 函数的原边峰值电流 、脉动

34、电流 和有效值（RMS）电流 的计算公式：（3-28）根据平均电流值 、峰值电流 和最大占空比 ，可计算出脉动电流：（3-29）有效值电流 的计算，可根据最大占空比 、原边峰值电流 及比例因数 得出。有效值电流 还可以有最大占空比 、峰值电流 和脉动电流 直接计算出来：（3-30）（3-31）电网交流电压输入全桥整流器的有效电流值计算值如下：（3-32）式中（3-32）中， 是全桥整流器的额定有效（RMS）电流值， 使电网输入最小交流电压值，PF则是电源的功率因数（起典型值为0.50.7之间，如果说没有可利用的参考数据，则取PF=0.5）。高压整流二级管的反向电压值为：（3-33）在低电网电压

35、条件下，变换器原边的平均输入直流电流值 可由输入功率除以 得到，而输入功率则等于输入功率除以效率，则：（3-34）（6）步骤8 根据TOPSwitch数据库中的最小电流限制 和要求的 值（见式（3-28），来确定选用TOPSwitch的合理型号。0. 9 这是因为在产品资料中的电流限制最小值 是在室温下的，为了适应高温使该参数的少量降低，必须考虑 在高温时下降10%来计算，并且把该值与数据库的最小限制电流 作比较。大于该 数值的最小功率的TOPSwitch，应当是作为最低功耗的首选器件。（7）步骤9、10 如果有必要减少功耗，可用较大的TOPSwitch来检验热温升限制。在低电网输入电压时，计

36、算TOPSwitch得导通的损耗：（100高温下） （3-35）在低电网电压条件下计算TOPSwitch的开关损耗 ：(3-36)式中 是漏极的外部结电容。作为总损耗的函数，可用下式来计算的TOPSwitch结点温度：=25+( + ) 如果 100，那么应当选用更大功率的TOPSwitch结点温度。（8）步骤11 检验选择的TOPSwitch最小值 ，并对照所需 ，如果有必要（在最少的连续工作状态下工作），可增大 。在低电网电压时采用连续状态工作，可增加在给定输出功率下的峰值电流，允许使用更小的TOPSwitch。如果这样设计，可以通过增大 的值，来逐步实现在磁芯尺寸与TOPSwitch之间

37、的折衷。在TOPSwitch价格较高时，较大的 允许使用较小的磁芯；而较大的 就意味着较少的连续工作状态和较低的电感量 ，但是峰值电流 更高。采用多种设计方法来有效增加电流能力，选择最适中的（尽可能小的）TOPSwitch，这是很重要的一项考虑。通过采用提高 来缩小磁芯的尺寸，它除了影响变压器的磁芯尺寸之外， 还影响了点源的效率。较大的 会引起较高的原边有效值（RMS）电流 ，增大TOPSwitch的导通损耗；而较小的 则会让 更小，能进一步降低TOPSwitch的损耗。对物理尺寸、重量及所需效率密切相关的应用，让 取中间值时，可在损耗与效率之间能提供最佳的解决方案。虽然该设计方法是考虑能使用

38、最大的 值，但一经选了TOPSwitch器件，对于其他的设计选择，灵活性也是存在的。有经验的工程师应自己来判断 的取值。 （9）步骤12 确定原边绕组电感量 。原边电感量 是由于下面计算反激式变压出能方程式来确定的，而反激变压器的储能是与原边电流的平方成正比的。当TOPSwitch导通时，原变电流线性的成斜坡状升高，即前面所确定的脉动电流 ，并增加反激变压器中的储能。而当TOPSwitch截止时，与脉动电流 有关的储能增量，将提供给负载和副边损耗（整流器和箝位管）。原边电感量 的计算如下式：（3-37）式中， 是输出功率， 是电源的效率，Z是损耗分配因数， 是峰值电流， 是开关频率，而 是脉动

39、电流与峰值电流的比例（由 来确定）。由于在每个开关周期中，从原边到副边的传递能量，仅在于（1/2） 和（1/2） 之差。如果Z=1.0，所有的损耗都在副边；如果Z=0，则所有的损耗都在原边。Z是副边损耗与总损耗的比例值。如果没有更好的参数信息，应当取Z=0.5。原边电感量 也可用如下参数的函数来确定：脉动电流 、有效原边电压 、最大占空比 、开关频率 ，参见式（338）。但由于损耗分配因数Z和TOPSwitch导通时漏极到源极电压 的选择值不同，将会引起原边电感量的少量差异。上面给出的储能方程式用电感值 ，而下面给出的脉动电流方程式，是检验电路测量 值的方法之一：(3-38)原边绕组匝数 由下

40、式决定：(3-39)（10）步骤14、15、17等 设计副边绕组匝数 、偏置绕组的匝数 。可由输出电压 、输出二极管正向电压 、副边绕组匝数 、指标偏置电压 和偏置二极管电压 来计算 ：（3-40）是加气隙的磁芯有效电感（nH/匝数平方）。某些磁芯按规范的 提供了标准的气隙设置。变压器的制造商或是按给予的 值来获得有气隙的磁芯，或是在完成变压器时用研磨气隙来满足电感量的规范。 也可以用于简化随后的计算，它是根据原边电感 和原边绕组匝数 来得到。注意 的参数单位是nH/匝数平方：（3-41）最大磁通密度 被控制在20003000GS（高斯）范围内，它受副边绕组匝数 的变化影响，而这直接改变了原边

41、绕组匝数 ，如前面所述。最大磁通密度 可由下面几个参数得到：原边峰值电流 ，原边绕组匝数 ，有效气隙电感量 ，以及有效的磁芯横截面积 。 还能由有效原边电压 、输出电压 、输出二极管电压 和最大占空比 计算得到：(3-42)(3-43)是交流磁通密度分量，下面方程式给出了峰值交流磁通密度（而不是指峰峰值）的计算式，它利用磁芯厂家提供的磁芯损耗曲线。 可由最大磁通密度 、脉动与峰值之比的电流因数 计算出来。它还可以用有效原边电压 、最大占空比、开关频率、有效磁芯截面积、原边匝数 等五个参数计算得到：(3-44)应计算无气隙磁芯的相对导磁率 ，以估算气隙长度 。它是从磁芯参数 、 和无气隙时的有效

42、电感量 来得出的：(3-45)气隙长度 的大小可由下式计算出来：(3-46)(3-47)式中， 是原边绕组的匝数， 是磁芯的有效截面积值， 是原边绕组的电感量 , 是磁芯的有效磁路长度， 是有效导磁率。上式中的磁芯截面积 和无气隙时的有效电感量 ，可由磁芯的数据表中得到。变压器的骨架有效绕组宽度 ，取决于骨架的物理尺度宽度 、边界限度M和骨架绕线层数 ：(3-48)原边绕制漆包线的最大直径OD(mm)，可由有效骨架宽度 和原边绕组匝数 得到：(3-49)偏置绕组通常用相同于原边直径的导线来卷绕，以减少不同导线品种。另外，原边绕组的匝数与副边绕组匝数的关系，还可由反射输出电压 与副边输出电压 、

43、整流输出二极管正向电压 之和的比值来得到：(3-50)副边峰值电流 可由原边峰值电流 和原边与副边的匝数比 来得到：(3-51)副边电流有效值 可由最大占空比 、副边峰值电流 和脉动与峰值电流之比 得到。 的值对于原边与副边是相同的，副边电流有效值 可以用类似原边有效值电流来表达，只需用 代替 。(3-52)输出电容器的脉动电流 并不是一个实际变压器的参数，但对于电容器的选取有用。它可由副边电流有效值 和输出电流 得到：(3-53)电源的输出电流可由输出功率 与输出电压的比值得到：(3-54)(11)步骤20等 因副边电流有效值 是已得到，所以副边导线最小直径 ，可由下式求出：(3-55)实际

44、上的导线尺寸 可由原边电流容量 和副边有效值电流 得到，采用经验公式计算。然后由 来确定 。原边电流容量 是与电流密度成反比的，它可由磁芯的截面积 与原边电流的有效值之比来得到：(3-56)根据原边电流容量 和副边有效值电流 ，可计算出最小的副边裸线导体截面积： (3-57)另外，较大容量的副边导线还可参考下式：(3-58)第四节 单端反激式开关电源变压器的参数设计、磁芯选择、绕制方法与绝缘措施一、 单端反激式开关电源变压器的参数设计单端反激式开关电源中的变压器，既是作为变压器，又是作为储能电感。它的设计方法与单端正激式变换器大不相同，与其他类型的变化器也不同。其设计参数主要有三项： 先求出原

45、边绕组电感量 ； 选择规格、尺寸合适的高频变压器磁芯； 再计算原边绕组匝数 。由本章式（312）可得到：(3-59)也可代入 、 得到：(3-60)因为反激式变换器的功率通常较小，一般选用铁氧体磁芯作为变压器，其功率容量 计算式如下：(3-61)式中， 是磁芯截面积 ， 是磁芯窗口面积 ； 是变压器的标称输出功率 ， 是磁芯工作的磁感应强度 ； 是线圈导线的电流密度，通常取 23 ； 是变压器的效率，通常取它的值为0.80.9； 是窗口的填充系数，一般取0.20.4； 是磁芯的填充系数，对于铁氧体 1.0。根据计算出的 值，选取余量稍大些的磁芯即可。由电磁感应定律得到：， 又因 ，则有：(3-

46、62)通常在铁氧体磁芯中加进气隙，它能使变压器铁芯承受较大的励磁安匝数，防止铁芯饱和。通过调节气隙也可得到所需的绕组电感量，并使电感量在整个工作范围内变化较小。二、 TOPSwitch反激式电源变压器原边绕组电感量的选用在国际上有三种类别的交流电网输入电压条件，其变压器的反射输出电压 也不同，对于每种不同的TOPSwitch型号，其建议的额定输出功率和原边电感量范围的选用值也不同，详细的对应关系见表39。北美洲、日本、台湾地区：85132 ，50/60Hz； 60V。通用的电网输入：85265 ，50/60Hz； 135V。欧洲和亚洲：195265 ，50/60Hz； 135V。表39 各种T

47、OPSwitch的不同输出功率最小值、额定值、最大值和峰值，以及建议的变压器原边电感量最小值与最大值对应关系（1）100/115 ， 60V, =0.4IC编号 建议的原边电感量 建议的输出功率范围(W)TOP100 504 1128 0 10 19 19TOP101 357 649 15 24 33 33TOP102 268 446 20 33 45 48TOP103 214 340 25 40 55 63TOP104 179 293 30 45 60 73（2）85265 ， 135V, =0.4TOP200 1963 3537 0 6 12 13TOP201 1150 1703 10 1

48、6 22 27TOP202 766 1150 15 23 30 40TOP203 575 958 20 28 35 48TOP214 460 754 25 34 42 61TOP204 383 630 30 40 50 73（3）230 输入， 135V, =0.6TOP200 2594 3677 0 9 18 18TOP201 1418 1789 20 29 37 37TOP202 946 1203 30 43 55 55TOP203 709 988 40 54 67 67TOP214 567 788 50 68 84 84TOP204 473 662 60 80 100 100表39中的不

49、同输出功率范围与原边绕组电感量的对应范围，只是在最初选择TOPSwitch的预测和作为设计的起点。输出功率能级超出所给范围时，应适当改变对于变压器的设计、散热片的大小以及机械封装等。表39中的数据是基于如下假设给出的：最小有用峰值功率 是根据图317（a）中所示的梯形漏极电流波形（连续工作状态下），以及表39中所示的TOPSwitch的最大原边绕组电感量 状态下得到的。脉动电流 与峰值电流 的比值 典型值：在100/115 或通用的工频交流输入电压时为0.4，而在230 输入时为0.6。最小有用峰值功率 是指在最小规定的TOPSwitch电流限制 的90时和低交流电网输入电压时的值。当散热片为

50、无穷大时，连续的输出功率将接近 。 是根据经验数据，用适度的散热片在连续状态下工作时，按表39中所示TOPSwitch的最大电感 状态下得到的。则是根据经验数据，采用适当的散热片，在不连续状态下工作时，按图317(b)中三角形的漏极电流波形和表39中TOPSwitch的 状态下得到的。电网输入端储能电容器的数据是：在100/115 或普通的馈线电压（最小值为85 ）时，按输出功率每瓦特用3 计算得到：在 230 馈线电压时（最小值为195 ），按输出功率每瓦特用1 计算。表39给出了推荐的反激式电源变压器原边绕组电感量与输出功率范围。在设计要求高效率和低功耗应用时，可先在 栏内选择适用的TOP

51、Switch器件，然后从 栏内选用变压器的原边电感量。例如，在通用电网输入和要求22W输出时，先从“通用输入”表格中和 一栏开始查找，TOP201将是首选的器件；原边电感量则从 栏查阅，其值是1703 。如果要求应用小尺寸的电源变压器，可从 栏内选择近似值的TOPSwitch器件。然后从 栏内选用变压器原边电感量。例如，对于115 输入和要求20W输出，可先从“100/115 输入”表格内和 栏开始查找，TOP102是首选器件；原边电感量由 栏查阅，可找出是268 。在电源应用时是临界值，用于大的峰值负载，例如磁盘驱动、打字机以及音响放大器。散热片和元件的温升决定了TOPSwitch可提供峰值

52、功率 的时间长短。表310给出了一组用TOPSwitch系列制作开关稳压电源时，其变压器原边电感量的选取参考数据。它们是在电网输入为85265 ，占空比为50条件下，用较早期的PWR-TOPS(YAI)开关器件的设计数据。实用例子是双路输出的反激式开关电源（选用IC器件是TOP214）。如果想提高电源的效率，应按照表中的最大输出功率 选取；如果想减小电源的体积，则可按照表中的最小输出功率 来选择。由于电源的试验条件是千差万别的，即使采用相同的IC器件，相同型号的变压器磁芯，相同型号的其他元件，完全相同的电路设计和功率容量、输入电压和输出电压，并且采用同一种尺寸的变压器骨架，采用同一种直径的绝缘

53、漆包线绕制，变压器的原边绕组与副边绕组匝数也完全相同，但是，只有变压器铁芯的铁氧体材料生产厂家不同，甚至采用同一厂家在不同时期生产的同种铁芯制作同类型电源，其性能也不可能完全一致，电气参数总会存在一些差异，有时差别相当大，也是正常的现象。表310 电网输入为85265 、占空比为50的不同输出功率条件下的原边电感量选取范围（最大值与最小值）IC型号 输出功率范围（W） 电感量选取 输出功率极端值（W）TOP200YAI 012 1450 3420 0 5 10 11TOP201YAI 1022 800 1710 9 13 17 21TOP202YAI 1530 560 1130 13 18 2

54、3 32TOP203YAI 2035 450 945 16 23 30 38TOP214YAI 2542 400 754 18 27 36 48TOP204YAI 3050 340 630 21 31 41 57三、 变压器的匝数比曲线变压器的匝数比，是由低电网电压时的最小值流输入电压 、输出电压 和反射输出电压 三者来确定的。 取决于储存能量的输入的电容量。通常在普通输入或100/115 输入应用时，每瓦特输出功率用3 储能电容；而在230 输入应用时，每瓦特输出功率用1 储能电容。若使用倍压器从100/115 输入得到更高的有效直流电压时，应当采用两只串联的电容器，每只具有一瓦特输出功率的

55、2 电容值。这些电容器的最低电压值 的选择规则是：在通用输入或100/115 输入应用时，其近似值为90 ；而在230 或由100/115 使用倍压器时，其近似值为240 。应用TOP2xx系列器件并工作在输入电压为230 ，或者由100/115 使用倍压器时，需要变压器设计在100/115 时，设计反射输出电压 为60V或者更低些为宜。某些应用中的设计，可利用稍微低的反射输出电压 ，以便在高电网电压工作时，减小器件的电压应力。变压器的匝数比由公式（363）给出：(3-63)式中， 是原边匝数， 是副边匝数， 是反射输出电压， 是输出电压， 是二极管正向电压。匝数比曲线可由上述公式得到，如图3

56、18所示，其反射输出电压分别为60V和135V，二极管的正向电压 假定是0.7V。图318四、 TOPSwitch反激式变压器设计制作注意事项当研制TOPSwitch反激式电源时，变压器的设计通常是最大的绊脚石。反激式变压器并不像普通的变压器那样设计或使用，其能量储存在铁芯中，铁芯必须是有气隙的。电流可在原边绕组或者在副边绕组中流动，但决不会在两个绕组中同时流动。为什么用反激式电路？这是因为反激式电路使用的元器件最少。在功率等级低于75W时，总的电源器件成本会比其他电路技术要低。在75W100W之间时，增大的电压和电流应力下，反激式电源元器件成本也随之增加。所以，在较高的功率等级时，具有较低电

57、压和电流应力的电路（例如用正向变换器），可能会有较高的成本并采用较多的元器件。设计反激式变压器时，需要反复用方程式计算，这并不困难。这种方法用于连续状态，也同样用于设计非连续状态，它有三个步骤： 识别和估计独立的变数（输入电压），它取决于应用详情、变压器的铁芯以及选择的TOPSwitch器件； 识别和计算依从的参数值（输出电压和电流）； 反复调节独立的变数，直到选定依从参数，让实际变压器的参数在确定的限度内。可利用计算流程图，来自动设计变压器参数，并不断改革方法。引进新的参数 ，是原边脉动电流于峰值电流之比，用来描述TOPSwitch漏极电流波形，以简化随后的计算过程。计算用的特定独立变数包括：最小和最大的交流输入电压、电网频率、TOPSwitch开关频率、输出电压和偏置电压、输出频率、桥式整流导电时间、输入储能电容器尺寸大小、电源频率、在原边于副边电路的功耗分配。取决于变