VCO仿真的方法

1、CMOS环形压控振荡器的设计摘要压控振荡器（VCO）是一个输出振荡频率由电压控制的电子振荡器。当调制信号发生变化时，其会影响VCO的频率和相位的变化，及实现调频和调相。VCO和数字脉冲相似，他们均可以进行频移键控调制、相移键控调制和脉冲宽度调制。对于高频VCO来说，其主要是通过变容二极管连接到谐振电路来控制其输出频率；多出现在LC振荡器中。而在低频情况下是通过另一种方法来控制（如电压控制电流源从而来改变电容的充放电时间）。多用于CMOS振荡器，这也是本次研究所采用的方法。VCO是现代无线通信射频系统中的一个关键部件，它主要用于提供本地振荡信号、频率合成。同时被广泛应用于通信电路中，例如锁相环、

2、频率综合器，以及时钟产生和环形振荡器。随着深亚微米CMOS工艺的不断发展,CMOS工艺被广泛应用于射频集成电路(RFIC)的设计中。核心部件的射频低功耗低噪声的VCO成为整个PLL电路的研究热点。环形压控振荡器(VCO)在基于CMOS工艺的射频电路中，以其低功耗、面积小、易于集成等优点扮演着重要角色。本课题的研究内容主要是设计一种基于CMOS工艺的低抖动的环形压控振荡器。通过改变其器件的参数，从而实现如下技术指标：频率变化范围为10001200MHz；压控增益为180MHz/V。计算出相关的系统参数和指标，并完成各个子模块的时域和频域分析。关键词：环形压控振荡器 延迟单元 频率调谐 相位噪声

3、抖动 Design of CMOS Voltage-Controlled OscillatorABSTRACTA voltage-controlled oscillator or VCO is an electronic oscillator designed to be controlled in oscillation frequency by a voltage input. The frequency of oscillation is varied by the applied DC voltage, while modulating signals may also be fed

4、into the VCO to cause frequency modulation (FM) or phase modulation (PM); a VCO with digital pulse output may similarly have its repetition rate (FSK, PSK) or pulse width modulated (PWM).For high-frequency VCOs the voltage-controlled element is commonly a varicap diode connected as part of an LC tan

5、k circuit. It always appears in the LC oscillator. For low-frequency VCOs, other methods of varying the frequency (such as altering the charging rate of a capacitor by means of a voltage controlled current source) are used. And this is usually used in the CMOS oscillator. This is also the method of

6、this study.VCO is a key component of modern wireless communication in RF system, it is mainly used to provide the local signal and the frequency synthesizer. And it usually is used in communication circuits, such as phase-locked loop frequency synthesizers, and clock generation and ring oscillator.

7、With the continuous development of deep sub-micron CMOS technology, CMOS technology has been widely used in radio frequency integrated circuit (RFIC) design. A core component of the RF low-power low-noise VCO of the PLL circuit is hot. Ring voltage-controlled oscillator (VCO) play an important role

8、in the RF circuit of the CMOS process, with its low power consumption, small size, ease of integration advantages. The content of this subject is to design a low-jitter ring voltage controlled oscillator based on CMOS technology. This oscillator, in order to achieve the following technical indicator

9、s frequency range of 1000-1200MHz, voltage-controlled gain of 180MHz / V by changing the parameters of the device. Calculate the system parameters and indicators, and the completion of each sub-module time-domain and frequency domain analysis.Key Words: VCO Delay Cell Frequency-Tuning Phase Noise Ji

10、tter目 录第一章 绪论11.1课题意义11.2课题的国内外发展状况11.3课题的研究内容21.3.1 研究方法21.3.2 研究步骤21.3.3 工具简介2第二章 VCO的原理42.1 VCO的振荡条件42.2 VCO延迟单元电路的介绍72.3 VCO频率调谐 82.3.1频率调谐的原理 92.3.2频率调谐的方法10 2.4 VCO的主要性能指标142.4.1 VCO的噪声种类 142.4.2 VCO的主要参数 15第三章 CMOS环形VCO电路结构及原理173.1传统单端反相器VCO的结构173.2电流饥饿型VCO的结构183.3低抖动VCO的结构193.3.1电路的结构原理193.3

11、.2电路的特点20第四章 低抖动CMOS环形VCO电路特性的仿真224.1电压频率特性的描述及仿真224.1.1输出频率的影响因素224.1.2输出频率及压控增益的仿真结果及分析274.2 相位噪声的仿真结果及分析324.3版图的设计34结 论36参考文献37致 谢38第一章 绪论1.1课题意义压控振荡器是高性能数字系统的关键模块。它具有广泛的用途，在通信、电子、航海、航空航天及医学等诸多领域都扮演着重要的角色，尤其在通信系统电路中，压控振荡器(VCO) 是关键部件， 特别是在时钟恢复电路、频率综合器电路和锁相环电路中等，更是具有重要的作用，VCO几乎与电流源和运放具有同等重要地位。而且，在现

12、代高性能DSP芯片设计中，锁相环（PLL）被广泛用作片内时钟发生器，实现相位同步及时钟倍频。压控振荡器（VCO）作为锁相环电路的关键模块，其性能将直接决定锁相环的整体工作质量。目前，在CMOS工艺中实现的VCO主要有两大类：LC压控振荡器和环形压控振荡器。其中LC压控振荡器具有较低的相位噪声和较低的功耗，但需要采用片上集成电感，因而占用很大的芯片面积，且调谐范围较小。而CMOS环形振荡器有着频率调节范围大，芯片面积小，功耗低，易于集成，制造工艺简单等优点，且可以通过调整振荡器的级数，方便的获得不同相位的一系列时钟，因此在系统芯片（SOC）中有着更为广泛的应用1。1.2 课题的国内外发展状况近年

13、来，随着通信电子领域的迅速发展，对电子设备的要求越来越高，尤其是对像振荡器等这种基础部件的要求更是如此。但多年来我国在这方面的研究投入无论在军用还是民用上均不够重视，仅限于在引进和改进状态，还没有达到质的跨越，没有自主的知识产权(IP)，也之所以在电子通信类滞后发达国家的一个重要原因。而且我国多数仍然利用传统的双极工艺，致使产品在体积上、重量上、成本上都较大，各种参数性能不够优越，稳定性差、难以和现代主流CMOS工艺集成等等，都是我国相关领域发展的瓶颈。 而且在当前时代，很多发展趋势正在影响着具有改进相位噪声的VCO的开发。例如，基本的RFIC工艺在不断的改进，半导体工艺能实现品质因数在不断改

14、善，各种有源和无源器件都在提高中。在硅工艺方面，现在已经能制造出特征频率超过50GHz的晶体管，具有宽电容比调谐范围（低串联阻抗）的更高Q值变容二极管也可以实现。这些工艺的特点是具有更低损耗的衬底，它的金属层更厚，电感Q值更高。采用这些工艺制作的器件可以减少寄生原件，是VCO具有更低的噪声，更高的工作频率和更低的电流消耗。VCO的研究者通过发明更先进的电路来充分利用IC技术的以进一步改善VCO的性能。因此，我国在电子通信领域市场潜力非常大，自主研究高性能、高质量、低成本的压控振荡器市场前景广阔、意义巨大。 1.3 课题的研究内容1.3.1 研究方法首先，利用相关的EDA软件进行子功能模块电路的

15、设计，再通过EDA软件对设计电路进行优化，使其达到相应参数。再通过EDA软件进行仿真，得到其频域图和时域图，分析是否符合课题要求。最后将各个模块综合到一起，通过调整各模块的可变参数，使整个VCO系统达到它所要求的技术指标。1.3.2 研究步骤第一步：熟悉课题内容，查阅相关资料；第二步：完成系统结构的设计； 第三步：完成原理图设计；第四步：使用EDA软件设计电路；第五步：使用EDA软件优化电路；第六步：完成电路的版图设计；第七步：完成电路的整体仿真验证。1.3.3 研究工具Cadence是Cadence公司的全定制集成电路设计工具，也是一款大型的EDA软件，它几乎可以完成电子电路设计的所有内容，

16、比如ASIC设计、FPGA设计、PCB板设计等等。而且Cadence在仿真、电路图设计、自动布局布线、版图设计及验证等方面有着绝对的优势。尤其是在版图设计方面居于行业的领先地位。其中包含有原理图输入环境Virtuoso Schematic Composer、版图编辑环境Virtuoso Layout Editor、晶体管级电路仿真器Spectre、验证工具Assura和Diva以及验证和参数提取工具Dracula等。这里主要使用其原理图输入环境Virtuoso Schematic Composer、版图编辑环境Virtuoso Layout Editor及Spectre仿真器等功能。Spect

17、re紧密结合在Cadence IC全定制设计平台中，能够在多个领域提供详细的晶体管级分析结果。其优越的软件构架允许在低内存消耗的同时进行高容量的分析。其功能和特点有：它具有可调整准确性和收敛性的工具箱，提供高性能、高容量的SPICE级模拟和射频仿真；具有能够权衡精度和性能的用户友好型的仿真设置，适用于最复杂的模拟和定制数字集成电路；能够实现精确、高效的布局后模拟，包括RLCK寄生、S参数模型（n端口）和有损耦合传输线（mtline）；可以执行特定应用的RF性能参数分析（如光谱响应、增益压缩、互调失真、阻抗匹配、稳定性、隔离）；它还包括先进的统计分析（智能、蒙特卡罗、DC match），在不牺牲

18、时间的前提下，帮助制造具有高级工艺节点的集成电路设计公司拓展市场和提高产量；通过紧密集成Virtuoso模拟设计环境中，提供快速的交互仿真设置、交叉探测和可视化的后仿真结果处理；通过其多模式仿真模型，对使用硅工艺和foundry认证的共享器件模型的设计，确保更高的设计质量。第二章 VCO的原理2.1 VCO的振荡条件振荡器是不需要外加信号激励，自身能将直流信号转换为周期性的交流信号（一般为电压信号）的电路。振荡器的核心是一个在振荡频率处呈现正反馈的环路。图2.1给出了该反馈系统的通用模型。图 2.1 振荡器的反馈模型其中为前向电路的传输函数，而是反馈防漏的传输函数，而反馈系统的闭环传输函数为。

19、则该反馈系统的闭环传输函数为: = (2.1)其中是该反馈系统的环路增益。如果在所有的频率点上T蠅1，该系统在频率为蠅处的环路增益大于1，因此只要环路中引入一点噪声，该噪声就会被无限放大，产生无穷大的输出，亦即产生了振荡。因此振荡器的振荡条件为： (2.2)该判定条件可以分解为两方面，幅度判据和相位判据：(2.4) (2.3) 它们即为振荡器的幅度稳定条件和相位稳定条件。该条件被称为Barkhausen判据2。但是由上可知，振荡器在开始振荡时，需要一个微小的噪声源，该微小的噪声源，在此稳定条件下不能够为输出提供稳定的周期信号，所以在开始振荡时，必须要求环路增益T蠅要大于1，这样它便可以将微小噪

20、声源放大，从而达到稳定的周期输出信号。考虑到温度和和工艺等外界因素的影响，在振荡频率处环路增益通常设计为必须值的两到三倍。当环路中的信号振幅增加到一定程度后，振荡器中有源器件存在的非线性会限制振幅的继续增加，使得振荡器的输出达到稳定，这是一个非线性过程。但是Barkhausen判据仅是实现振荡器的必要条件，而不是充分条件。例如，如果一个反馈系统在频率为0时的环路增益不小于1，而且相移等于360o，那么该系统仅处于锁定状态，而不是振荡状态。实际中振荡器的输出信号应该是稳定的周期信号，因此振荡器需要满足稳定条件，即指在外因作用下，振荡器的平衡条件收到破坏时，振荡器可以进行自我调节，重新建立平衡条件

21、，从而继续稳定振荡。其稳定条件又可以分为幅度稳定条件和相位稳定条件。振幅稳定性条件是指振幅平衡条件受到破坏时，振荡器自身能重新建立起振幅平衡点的条件，若能建立，则振荡器仍能保持稳定的振荡。振幅稳定性条件的关键是在平衡点附件，环路增益的幅度随振幅的变化特性具有负的斜率，即：。 (2.5) 其中VQ是振荡器稳定工作时的幅度。可通过图2.2说明其幅度稳定条件。图 2.2 稳定振荡器闭环传输函数与振荡幅度关系曲线由图可知，环路增益的幅度随着振荡的增强而下降。当受到某种外因时，其振荡幅度减小，而环路增益的幅度将大于1，这样便会使振荡幅度逐渐增加，而只有当其振荡幅度重新达到VQ时，环路的增益下降到1，从而

22、使振荡器达到稳定；同理，当振荡幅度增加时，其环路增益度幅度将小于1，振荡器呈现减幅振荡，这样又使得其振荡幅度减弱，当达到VQ时，又达到稳定条件。因而，由图可以看出，其幅度稳定条件是环路增益幅度随振幅的变化特性具有负斜率。类似的，相位稳定条件即指相位条件受到破坏时，振荡器能自身建立新的相位平衡条件。但需要注意的是，由于振荡器的角频率是相位的变化率（），当其相位发生变化时，频率也必然发生变化，因此相位稳定条件实质上和幅度稳定条件是一回事。如果由于某种原因，相位平衡遭到破坏，产生了一个很小的相位增量螖蠁。如果螖蠁0，则反馈电压超前于原输入电压（前一次反馈电压）一个相角，相位超前就意味着周期缩短。如果

23、振荡电压不断地放大、反馈、再放大，如此循环下去，输入电压的相位将一次比一次超前，周期不断缩短，相当于每秒钟内循环的次数在增加，这就意味着振荡频率在不断地提高。反之，如果螖蠄0，反馈电压将滞后于原输入电压，同理将导致振荡频率的不断降低。因此，外因引起的相位变化与频率的关系是：相位超前导致频率升高，相位滞后导致频率降低，振荡频率与相位的变化关系可表示为： (2.6)为了维持振荡器的相位稳定，振荡器本身应该具有恢复相位平衡的能力。换句话说，就是在振荡频率发生变化的同时，振荡电路能够产生一个新的相位变化，以抵消由外因引起的螖蠁变化，因而这二者的符号应该相反，亦即相位稳定条件为振荡电路的相移与频率之间的

24、关系应该满足： 螖蠁/螖蠅0 (2.7)即振荡器的相位稳定条件要求谐振回路的相频特性曲线在工作频率附件具有负的斜率。图 2.3 并联谐振回路的相频特性如果振荡器采用LC谐振负载来决定振荡频率（LC反馈振荡器，后面我们会讲到），则环路增益的相移由放大器的相移、谐振回路的相移以及反馈回路的相移三部分组成。而并联谐振回路的相频特性恰好具有负的斜率，如图2.3（a）所示，其中蠒为振荡器的总相移。在利用图2.3（b）来解释振荡器的频率稳定原理。假定放大器的相移和反馈回路的相移之和为蠁YF，则只有工作频率为蠅c时，谐振回路的相移，相位平衡条件方被满足。若由于外因使振荡器相位发生了变化，蠁YF变化到，即产生

25、了一个增量螖蠁YF，从而破坏了蠅c频率的平衡条件。这种不平衡促使频率蠅c升高。由于频率升高使谐振回路产生负的相移增量。当时，环路增益的相位重新满足等于0的条件，振荡器在蠅c频率上再一次达到平衡。但是新的稳定平衡点毕竟还是偏离原来稳定平衡点一个。显而易见，这是为了抵消螖蠁YF的存在必然出现的现象2。2.2 VCO的延迟单元及其优缺点环型振荡器的实现，可以采用纯数字的CMOS工艺来实现，其不需要电感，可以节省大量的芯片面积，从而实现低成本的振荡器；而且这种振荡器可以实现很宽的调谐范围，因此环型振荡器在时钟类型的应用以及低频或者中频通信系统中得到广泛应用。但是环型振荡器的噪声性比较能差，功耗高，这些

26、缺点限制了它在射频通信系统中的应用。环型振荡器由几个相同的延迟单元组成一个环路，如图 2.4所示。延迟单元可以采用单端反相放大结构或者差分结构，（a）图为单端反响放大结构，（b）图为差分结构。图 2.4 环形振荡器图 2.5 单端延迟单元电路VCO的延迟单元可以采用单端和差分结构。图2.5给出了一些常用的单端延迟电路，（a）是电阻做负载的共源放大结构；又考虑到，工作在线性区的MOS管也可以作为电阻，因此（a）中的负载电阻也可以用线性区工作的PMOS来实现，如图（b）所示，为了保证MOS电阻的准确度，偏置电压设置应合理，则该结构也可以实现全摆幅振荡。但是信号幅度太大时，PMOS的导通电阻值会发生

27、变化，从而导致振荡器的波形产生畸形，上升时间和下降时间不在相等；同时负载电阻也可以用二极管型负载来代替，如图（c），PMOS管接成二极管形式，其负载电阻为1/g m，而且该结构输出的电压最高只能达到VD-|Vtp|，但信号的摆幅受到限制；（d）图给吃了将二极管型负载和线性区工作的MOS管负载并联组合，作为公园放大器的负载，其可以扩大负载电阻的线性范围；（e）是CMOS反相器，其也可作为延迟单元实现全摆幅振荡。这些延迟单元的延迟时间都于电源电压有关，大电源电压变化时，电路的延迟时间也会发生变化，从而直接影响着振荡器的频率发生变化。一般的单端延迟电路，其延迟时间容易受到电源电压噪声和衬底噪声的干扰

28、，而单端延迟单元和差分结构的区别在于，差分延迟单元可在一定程度上抑制这类噪声，因为我们知道差分结构的特点就是其共模抑制比很大，可以抑制共模噪声，即能很好的抑制环境噪声（电源噪声），但是它也有个缺点，那就是以电路面积为代价的，因为其电路结构的对称性，在芯片上占用的面积相对较大，这也增加了其制作的成本。但是考虑到现在芯片发展的主流趋势，以微小化，便捷化为目标，所以本设计中仍然采用的是单端延迟单元，具体分析见后文。2.3 VCO频率调谐VCO又称电压频率转换器，其输出频率受输入电压控制，因此称作压控振荡器。对于环形压控振荡器来说，改变其延迟单元的时间即可改变其振荡频率，而改变延迟时间可以通过改变电路

29、的时间常数或者充放电电流来实现。 2.3.1 频率调谐的原理对于环形压控振荡器来说，其频率主要由延迟单元的延迟时间所决定。结合图2.6、2.7具体分析其频率决定因素。图 2.6 环形振荡器的原理电路图 2.7 环形振荡器的理想工作波形假定我们认为的V11加一个微小的正跳变，经G1的传输延迟时间Tpd后，V12产生了一个幅度更大的负跳变，在经过G2的传输延迟时间Tpd后，使V13产生更大的正跳变，经G3的传输延迟时间Tpd后，在Vo产生一个更大的负跳变并反馈到G1输入端。可见，在经过3Tpd后，V11又自动跳变为低电平，再经过3Tpd之后，V11又将跳变为高电平。如此周而复始，便产生自激振荡。如

30、图2.6所示，可见振荡周期为T=6Tpd，则其频率就可确定。 在许多实际应用要求中，振荡器要求是可调谐的，即它们的振荡频率是一个控制输入信号（通常是电压信号）的函数。理想的电压控制振荡器（VCO）的振荡频率是它的控制电压的线性函数： （2.8）其中，是相应于控制电压Vcont = 0时的振荡频率，Kvco是VCO的增益或灵敏度，单位为rad/sV，VCO的输出频率范围称为它的调谐范围。调谐范围通常由两个因素决定：一个是应用要求的频率范围，另一个是工艺和温度变化对VCO频率的影响。在决定VCO的调谐范围时，应综合考虑这两方面的因素，使得在各种温度和工艺变化的情况下，VCO的输出频率范围仍然覆盖应

31、用要求的频率范围。 由式（2.8）可知:Kvco是衡量VCO很重要的一个参数，在一定的工艺条件下，Vcont的取值范围是一定的（例如从0到VDD），因此Kvco高，振荡器的调谐范围就越宽。随着CMOS工艺技术的发展，电源电压下降，控制电压的取值范围也下降，导致对Kvco的要求也越来越高。但Kvco很高时，控制线上微小的电压扰动（如噪声、耦合干扰等）都会引起振荡器输出频率很大的变化，因此从减小噪声影响的角度考虑，VCO的Kvco应该取尽可能低的值；减弱控制线噪声影响的另一种办法是采用差分调谐方式，控制线采用差分结构，振荡器的振荡频率由一个差分信号进行控制，这种办法可以抑制共模噪声干扰，但在某些振

32、荡器中，这种调谐方式并不适用。2.3.2 VCO频率调谐的方法对于环型振荡器来说，改变延迟单元的延迟时间就可以改变振荡频率，改变延迟单元的延迟时间可以通过改变电路的时间常数或者充放电电流来达到。下面简单介绍一下下面几种频率调谐技术。 1、 改变充放电电流来调节延迟单元的延迟时间 从本质上来说，延迟单元的延迟时间是由电流对节点电容的充放电时间来决定的，通过上节内容了解到充放电时间与频率之间的关系。因此，改变充放电电流就可以改变延迟单元的延迟时间，从而达到调谐的目的。采用这种技术的延迟单元如图2.8(a)所示，通过调节电流源或者电流沉的大小，可以改变延迟单元的延迟时间，从而改变环型振荡器的振荡频率

33、。但是仅调节电流源或者电流沉的大小，仅能改变延迟单元的上升延迟时间或者下降延迟时间，使得振荡波形会发生畸变，为了改变这一点，可以采用同时调节电流源和电流沉的大小，如图2.8 (b)如所示。图 2.8 改变充放电电流调节诉单元的延迟时间采用这种技术实现的一个环型振荡器如图2所示，它采用了三级反相器级联构成的环路结构，三个反相器由同一个电流源提供电流，通过改变电流源的电流大小，就可以改变振荡器的振荡频率。由于控制信号一般都是电压，因此需要一个电压-电流转换电路，如2.8所示。控制信号加在采用了源简并技术的晶体管栅极，它的等效跨导为Gm=gm/(1 + Rgm)， 当 时， ，因此可以将控制电压线性

34、地转化为控制电流，该电流经电流镜镜像后，控制电流源或者电流沉的大小。 从而实现对节点电容的充放电电流的控制，即控制节点电容的充放电时间，最终实现延迟时间的控制，达到频率调节的作用。图 2.9 恒电流源环形振荡器2、改变负载电阻值来调节延迟单元的延迟时间； 对于采用电阻作负载的延迟单元来说，可以通过改变负载电阻的阻值来调节延迟时间，如图2.9所示。控制电压加在线性区工作的MOS管栅极，使PMOS管M3、M4成为一个压控电阻。当控制电压变化时，MOS管的等效电阻也会发生变化，这样就改变了输出端的时间常数和延迟单元的延迟时间。如果M3、M4工作于深度线性区，则输出端的时间常数为： (2.9)其中，C

35、L是输出节点的总电容。则： (2.10)图 2.10 改变负载值来调节延迟单元延迟时间由这种延迟单元构成的环型振荡器的振荡频率与控制电压成线性关系。但为了保证M3、M4工作于深度线性区，控制电压的取值范围会受到限制。采用这种调谐技术的一个缺点是振荡信号的幅度会随着振荡频率的变化而变化，振荡信号的幅度为ISSRon3,4，所以当负载电阻的值发生变化时，其幅度会随着负载电阻发生变化2。3、采用差值技术来调节延迟单元的延迟时间环型振荡器的另一种频率调谐技术是采用差值技术，如图2.11所示。延迟单元由两个不同延迟时间的路径构成，这两条延迟路径在输出相加，控制电压Vcont控制着它们对输出的相对贡献，如

36、果Vcont使得快速路径对输出的贡献相对更大，而慢速路径对输出的贡献相对更小，那么延迟时间就会减小；相反，如果Vcont使得慢速路径对输出的贡献相对更大，而快速路径对输出的贡献相对更小，那么延迟时间就会增加。这样Vcont就可以控制该延迟单元的延迟时间。图 2.11 采用差值技术来调节延迟单元的延迟时间2实现该思想的单端延迟单元如图2.12（a）所示。快速路径和慢速路径都采用反相器结构，快速路径上的反相器尺寸较大，延迟时间较小，而慢速路径上的反相器尺寸较小，延迟时间较大（见（b），延迟单元总延时控制和两条路径相加是通过电压控制开关来实现的（见（c）。当控制电压不同时，快速路径上的反相器和慢速路

37、径上的反相器对延迟单元输出节点电容（主要是下级的输入电容）充放电电流的比例就会变化，改变了延迟时间；（d）给出了控制电压实现反相的电路，如果控制电压本身就是差分的，那么（d）所示的单端到差分转换是不需要的。图 2.12 采用差值技术的单端延迟单元电路2实现差值技术的一种差分延迟单元如图2.13所示。快速路径是由差分对M1、M2构成的增益级，而慢速路径是两个差分放大器构成的级联结构，因此具有更大的延迟时间。这两条路径的输出都是电流，因此可以在输出直接实现相加功能，并采用同一个电阻R1、R2作负载。通过调节快速路径和慢速路径上的差分对的偏置电流，就可以改变快速路径和慢速路径对输出节点充放电电流的相

38、对比例，从而改变该延迟单元的延迟时间。但振荡频率变化时，流过负载电阻上的电流也会发生变化，导致振荡信号幅度发生变化。考虑到差分对M5、M6的偏置电流即使不发生变化，图2.13所示电路也能实现差值技术，这时慢速路径上仅M3、M4的偏置电流发生变化。为了保持振荡信号幅度不变，可以采用上一小节所提到的电压控制差分对作尾电流，如图2.14所示。差分控制电压作差分对M7、M8的输入电压，控制着M1、M2和M3、M4的尾电流源的电流分配，调节快速路径和慢速路径的相对贡献，起到调节延迟单元延迟时间的目的。为了适应低压应用，电流镜M7、M8 也可以采用电流折叠技术2。图 2.13 采用差值技术的差分延迟单元电

39、路2 图 2.14 差值技术的恒振荡幅度差分延迟单元电路22.4 VCO的主要性能指标2.4.1 VCO的噪声种类对于一般VCO而言，其噪声主要来源可以分为两组12 ,分别为器件噪声和外加干扰。器件噪声包括热噪声（thermal noise)、散弹噪声（shot noise)、闪烁噪声（flicker noise)，电源噪声和衬底噪声(supply and substrate noise)属于外加干扰噪声。其中，热噪声是指导体中由电子的骚动而产生的随机噪声，通常又称白噪声。其主要是由导体中的电子的热震动引起的，存在于所有电子器件和传输媒介。它是温度变化的结果，但是不受频率变化的影响。而且它不能

40、消除，也因此对通信系统性能构成了上限。散弹噪声则是由真空电子管和半导体器件中的电子发射的不均匀性引起的。散弹噪声的物理性质可由图2.15平行板二极管的电子发射示意图来说明。在给定的温度下，二极管的热阴极每秒发射的电子平均数目是常数，不过电子发射的实际数目随时间的变化是不可预测的。这就是说，如果我们将时间轴分为许多个等间隔的小区间，则在每一个小区间内电子发射数目不是常量而是随机量。因此，发射电子所形成的电流并不是固定不变的，而是在一个平均值上起伏变化的如图2.16 14。 图 2.15 平行板二极管的电子发射示意图14 图 2.16 二极管的总电流变化示意图14图2.16所示的总电流实际上是许多

41、单个电子单独作用的总结果。由于从阴极发射的每一个电子可认为是独立出现的，且观察表明，每1安培的平均电流相当在1秒钟内通过约为 个电子，所以总电流便是相当多的独立小电流之和。于是，根据中心极限定理可知，总电流是一个高斯随机过程，也就是说，图2.16中的起伏电流（即散弹噪声）是一个高斯随机过程。利用普通电子学的知识，还可以找到在温度限定下二极管的散弹噪声的功率谱密度。在非常宽的频率范围内（通常认为不超过100MHz），散弹噪声电流的功率谱密度等于一个恒值，其中，是平均电流值，是电子的电荷， 14。闪烁噪声又称1/f噪声，它是由于传输媒介表面的不规则性或其颗粒状性质而导致的随机噪声。其与散弹噪声一样

42、，同样与流过被测体系的电流有关，与腐蚀电极的局部阴阳极有关；所不同的是引起散弹噪声的局部阴阳极反应产生的能量耗散掉了，而对于闪烁噪声的能量则表现为具有各种瞬态过程的变量。以上这些都是由于器件本身的一些特性所引起的，大多数情况下是我们所不能控制的，也是不可避免。因此他们对电路的性能的影响可以认为是先天性的15。而电源噪声和衬底噪声则不同，他们对电路性能的影响是由我们认为导致的，是可以通过一定措施来减小和抑制的。所谓的电源噪声通俗的讲就是电源的输出抖动对后面电路的性能的影响。因为实际中的电源输出的值不是恒定的，它是会受到一些外界因素影响而发生变化的，而我们在理论分析中所谓的电源电压是多少，或电流是

43、多大，那都是想理想状态下的，认为它是恒定的。因此，在实际的应用，这种抖动就会给后面的电路带来一些影响，从而造成后面电路的性能的变化，所以将它理解为一种影响电路性能的噪声。而衬底噪声也是相同的机理，虽然衬底一般是接地的，但是它上面也是有一定的电流流过，同样流过衬底的电流也不是恒定的，而是在一定范围内发生变化的，这样就会造成衬底上的电位的变化，而不是我们认为理想的零电位，所以它也会对电路性能造成一定的影响。而且电源噪声和衬底噪声对相位噪声的影响也是不能忽略，且与级数有关。由于振荡器每一级都受到相同的干扰，呈现完全相关的噪声。在频率一定时，级数越多则电源噪声对相位噪声的影响就越大，所以一般VCO电路

44、选择三级延迟单元。版图设计中也应注意完全对称原则，从而将有效抑制电源引入的共模噪声。同时，尽量增大电源和地线之间的电容,可滤除电源耦合串扰。有源放大管衬底噪声可以看作是电源噪声的负变化，即衬底电压变化-V等效为电源电压变化V6。但是，级数的选择又会影响到压控增益的大小，所以我们在设计电路时，应当折中的去考虑，不能只考虑一方面的因素，应该兼顾多方面因素，从而使得我们设计的电路具有良好的综合性能。2.4.2 VCO的主要参数VCO的主要性能指标包括振荡频率、电压-频率特性曲线的线性度、调谐范围、相位噪声、抖动和制造成本等。其中最主要的参数是相位噪声和调谐范围。其次，压控增益也是比较重要的参数。其中

45、振荡频率是由电路的结构决定的，不同的电路结构能达到的频率值有限的。电压-频转换的线性度和压控增益都是表征电路的输出频率随输入电压的变化而变化的快慢及其稳定性，其线性度越好压控增益越小，那么电路的输出频率随输入电压的变化的线性度就比较好，而且其输出频率变化稳定，在实际应用中有很好的时钟精度。相位噪声和抖动其实是用不同的方法描述的同一件事情。抖动是对信号时域变化的测量结果，它从本质上描述了信号周期距离偏离了其理想值多少。相位噪声是对信号时序化的另一种测量方式, 其结果在频域内显示。一个有相位噪声输出信号可以表示为： 12 (2.11)其中，是各种噪声源合成的输出相位噪声。如果没有相位噪声，那么振荡

46、器的整个功率都应集中在频率f=f0处。但是相位噪声的出现将振荡器的一部分功率扩展到相邻的频率中去, 产生了边带，如图2.17所示.相位噪声通常定义为在某一给定偏移频率处的dBc/Hz值，其中，dBc是以dB为单位的该频率处功率与总功率的比值。一个振荡器在某一偏移频率处的相位噪声定义为在该频率处1Hz带宽内在图2.17中，相位噪声是用偏移频率螖f处1Hz带宽内的矩形的面积和整个功率谱曲线下所包含的面积之比表示的，约等于中心频率f0处曲线的高度与f0+螖f处曲线的高度之差13的信号功率与信号的总功率比值。图 2.17 振荡器的功率谱13第三章 CMOS环形VCO电路结构及原理一般VCO电路结构包括

47、三部分：偏置电路、镜像电流源、延迟单元，和输出缓冲三部分结构。其中偏置电路控制输入端的内偏置和电路中的电流源偏置，为延迟单元提供合适的偏置点，从而可以使得其工作在合适的工作状态；而镜像电流源的作用是通过控制镜像电流的大小，从而控制每一级的节点电容的充放电，即控制每一级的延迟时间，最终达到调谐的目的。最后则是输出缓冲，输出缓冲电路对前一级的输出信号进行放大整形, 同时提供足够大的电流和电压驱动后续电路。输出缓冲电路的驱动能力会直接影响到芯片的测试结果。图 3.1 VCO的系统框图63.1 传统单端反相器VCO的结构 传统的单端反相器环形VCO的电路如图3.2所示。它由两部分组成：电压电流转换器（

48、镜像电流源）和电流控制振荡器。其工作原理是将控制电压Vctrl通过镜像电流源转换为控制电流Icco，此电流作为振荡器的电流源，该电流的大小直接控制着延迟单元的节点电容充放电时间，从而来控制其延迟单元的延迟时间，最终实现振荡器频率的控制。当Icco增大时，节点电容的充电时间变短，从而使延迟单元的延迟时间变小，则振荡频率就高，反之就低3。图 3.2 传统VCO的电路结构3 图 3.3 传统VCO的电压频率特性曲线3图3.2通过Spectre仿真，得到其电压电流特性曲线，如图3.3所示。由图可以看出，其压控增益很高，Kvco=2.5GHz/V-3.4GHz/V，该压控增益已经非常高了，这样对控制电压

49、的噪声将会非常敏感，如果电路中存在微小的噪声，由于过高压控增益的影响将会把该噪声放的很大，从而严重影响电路性能。另外，该曲线的线性度比较差，上面部分是弯曲的，这样其压控增益不是常数，对优化不换设计，和改善PLL的抖动性能是不利的3。3.2 电流饥饿型VCO的结构电流饥饿型的振荡器也是一种传统的振荡器结构，它不但结构简单，而且控制电路可以控制反相器偏置电流的大小，同时还可以控制负载电容的充放电电流大小。这点和传统的VCO结构有些相似。这种结构可以灵活地控制振荡频率。其原理和传统VCO结构控制原理基本相同。电流饥饿型VCO中单级简化电路如图3.4所示，其工作原理如下：M2管和M3管用作反相器与电流

50、源/沉， 共同构成环形振荡器的一级。电流源/沉控制着流过M2管、M3 管的电流，即由M2管和M3管构成的反相器处于电流饥饿状态。输入管的漏端电流相等，大小由输入控制电压决定。流过输入管的电流被镜像到环路振荡器的每一级中4。电流饥饿型VCO在CMOS反相器延迟单元两端加上电流源和电流漏结构，利用恒定电流对节点电容进行充放电，从而实现调谐目的。电流饥饿环形振荡器的实现如图3.5所示，其主要包括CMOS反相器延迟单元、偏置电路、复位电路、输出级电路。电路出了设计带电流源和电流漏结构的CMOS反相器延迟单元以及自偏执电路外，还设置了电路的复位端，当复位信号set为低电平时，与set连接的NMOS管关断

51、，使流过这一级的电流变为0，从而使振荡频率变为0，即振荡器不振荡。当复位信号set 为高电平时，与其连接的NMOS 管导通，使流过此级的电流不为0，而使环行振荡器开始振荡5。图 3.4 电流饥饿型VCO单级简化电路5 图 3.5 电流饥饿型VCO实现电路5振荡器输出端，连接了两个反相器作为输出级电路。输出级可起到对输出波形整形的作用， 如果振荡器后端连接分频器等电路，还可以适当增大反相器尺寸，从而增大电路的驱动能力5。3.3 低抖动VCO的结构3.3.1 电路结构在本课题的研究中，采用了简单的CSA单元电路结构如图3.6所示。该单元电路中包括一个电流源Ib，和一对NMOS管。其中M1作为输入端

52、，M2为输出负载。当输入Vin为高电平时,M1开启，M2断开，偏执电流从M1流过，此时，通过M1等效电阻输出为低电平VOL。当输入Vin为低电平时，M1断开，M2开启，偏执电流流过M2，此时，通过M2等效电阻输出为高电平VOH。这样就可以通过调整偏执电流Ib的大小通过下面式（3.5）来控制基于CSA单元的环形振荡器的输出电压的摆幅8。(3.1)上式表明螖V的变化是由Ib决定的。因此CSA单元的电压摆幅随着频率相应的增加。但这只是理想状态下的，因为随着信号频率的增加，电源噪声影响也会加大。但是电源电压摆幅受二极管连接方式的M2管所限制，电流源总是工作在饱和区。因此，其会产生非常小的开关噪声，对于

53、N井工艺，PMOS电流源可以通过自身的N井，将噪声和P衬底隔离。 同时电流源也可以从VDD输出缓冲，从而减少VDD噪声对输出的影响。因此，利用CSA单元的特性，就可以有效地抑制衬底噪声及其他的芯片内部的电路噪声。所以，在电荷泵，环路滤波器，V/I转换器，VCO以及PLL中其他一些模拟电路，均可以利用相同的原理来隔离衬底噪声8。 图 3.6 CSA单元电路 图 3.7 由CSA单元电路构成的VCO8 图3.7是由三级CSA单元构成的VCO电路， 其中M1、M9、M12、M14、M16管子共同组成镜像电流源，从输入端Vc输入的电压，通过M1、M9管子转化为电流，在分别经过M12、M14、M16管子镜像，为三级CSA延迟单元提供电流偏置，用该偏执电流控制节点电容的充放电，从而控制各级的延迟时间，最终达到调谐的目的。单独对M9和M