晶闸管双闭环不可逆直流调速系统设计

1、 目目 录录 第一章第一章 绪论绪论.1 1 第二章第二章 主电路结构选择主电路结构选择.2 2 2.12.1 变压器参数计算变压器参数计算.3 第三章第三章 双闭环直流调速系统设计双闭环直流调速系统设计.4 4 3.13.1 电流调节器的设计电流调节器的设计.6 3.23.2 转速调节器的设计转速调节器的设计.9 第四章第四章 触发电路的选择与原理图触发电路的选择与原理图.1313 第五章第五章 直流调速系统直流调速系统 MATLABMATLAB 仿真仿真.1515 第六章第六章 总结总结.1717 第七章第七章 参考文献参考文献.1717 第一章第一章 绪论绪论 转速负反馈控制直流调速系统

2、（简称单闭环调速系统）调节器的单闭环PI 转速系统可以实现转速调节无静差，消除负载转矩扰动对稳态转速的影响，并 用电流截止负反馈限制电枢电流的冲击，避免出现过电流现象。但转速单闭环 系统并不能充分按照理想要求控制电流（或电磁转矩）的动态过程。 对于经常正、反转运行的调速系统，缩短起、制动过程的时间是提高生产 率的重要因素。在起动（或制动）过渡过程中，希望始终保持电流（电磁转矩） 为允许的最大值，使调速系统以最大的加（减）速度运行。当到达稳态转速时， 最好使电流立即降下来，使电磁转矩与负载转矩相平衡，从而迅速转入稳态运行。 这类理想启动过程示意下图 1 所示。 图 1 单闭环调速系统理想启动过程

3、 启动电流呈矩形波，转速按线性增长。这是在最大电流（转矩）受限制时调速 系统所能获得的最快的起动（制动）过程。 下面我们引入了一种双闭环系统来 对控制系统进行优化。 第二章第二章 主电路结构选择主电路结构选择 目前具有多种整流电路，但从有效降低脉动电流保证电流连续和电动机额定参 数的情况出发本设计选用三相桥式全控整流电路，其原理如图 2-1 所示，习惯将其 中阴极连接在一起到 3 个晶闸管（）称为共阴极；阳极连接在一起的 3 531 ,VTVTVT 个晶闸管（）称为共阳极，另外通常习惯晶闸管从 1 至 6 的顺序导通， 642 ,VTVTVT 为此将晶闸管按图示的顺序编号，即共阴极组中与 a,

4、b,c 三相电源相接的 3 个晶体 管分别是,共阳极组中与 a,b,c 三相电源相接的 3 个晶闸管分别是 531 ,VTVTVT 。 642 ,VTVTVT 图 2-1 三相桥式全控整流电路原理图 其工作特点为：1）每个时刻均需 2 个晶闸管同时导通，形成向负载供电的回路， 其中 1 个晶闸管是共阴极组的，1 个是共阳极组的，且不能为同一相的晶闸管。2)6 个晶闸管的触发脉冲按的顺序相为、位依次相 654321 VTVTVTVTVTVT 差；共阴极组的脉冲依次差，共阳极组也依次差;同一相的上下两个桥 60 120 120 臂即与，与，与脉冲相差。3）整流输出电压一周期 1 VT4VT 3 V

5、T 6 VT 5 VT 2 VT 180 d u 脉动 6 次，每次脉动的波形都一样。4）在整流电路合闸启动过程中或电流断续时， 为保证电路的正常工作，需保证同时导通的 2 个晶闸管均有触发脉冲。 2.12.1 变压器参数计算变压器参数计算 由于整流输出电压的波形在一周期内脉动 6 次的波形相同，因此在计算 d u 时只需对一个脉冲进行计算。由此得整流输出平均电压 （）cos34 . 2 2 UUd 60 显然=440V，如果忽略晶闸管和电抗器的压降，则可以求得变压器 dd uU 副边输出定的冷却状态下，稳定结温不超过额定结温是允许流过的最大工频正弦半 波电流的平均值。因此在使用时同样应按照实

6、际波形的电流与通态平均电流所造成 的发热效应相等，即有效值相等的原则来选取晶闸管的电流定额，并留有一定裕量。 一般取其通态平均电流为此原则所得计算结果的 1.5-2 倍。可按下式计算： =(1.52)， )(AVT I fb K MAX I 式中计算系数=/1.57由整流电路型式而定，为波形系数，为共 fb K f K b K f K b K 阴极或共阳极电路的支路数。当时，三相全控桥电路=0.368 0 0 fb K 故计算的晶闸管额定电流为=(1.52) 0.368(2201.5) MAXfbAVT IKI)25 . 1 ( )( =182.16242.88A，取 200A。 第三章第三章

7、 双闭环直流调速系统设计双闭环直流调速系统设计 双闭环直流调速系统控制原理图如图 3.1 所示速度调节器根据转速给定电压 和速度反馈电压的偏差进行调节，其输出是电流的给定电压（对于直流电 n U n U i U 动机来说，控制电枢电流就是控制电磁转矩，相应的可以调速）。电流调节器根据 电流给定电压和电流反馈电压的偏差进行调节，其输出是功率变换器件（三 i U i U 相整流装置）的的控制信号。通过电压进而调节镇流装置的输出，即电机的 c U c U 电枢电压，由于转速不能突变，电枢电压改变后，电枢电流跟着发生变化，相应的 电磁转矩也跟着变化，由，只要与不相等那么转速 n 会相应的变 dt dn

8、 JTT Le e T L T 化。整个过程到电枢电流产生的转矩与负载转矩达到平衡，n 不变后，达到稳定。 图 3.1 双闭环直流调速系统电路原理图 在双闭环直流调速系统中，转速和电流调节器的结构选择与参数设计须从动态 校正的需要来解决。如果采用单闭环中的伯德图设计串联校正装置的方法设计双闭 环调速系统这样每次都需要先求出该闭环的原始系统开环对数频率特性，在根据性 能指标确定校正后系统的预期特性，经过反复调试才能确定调节器的特性，从而选 定其结构并计算参数但是这样计算会比较麻烦。所以本设计采用工程设计方法：先 确定调节器的结构，以确保系统稳定，同时满足所需的稳定精度。再选择调节器的 参数，以满

9、足动态性能指标的要求。这样做，就把稳，准，快和抗干扰之间相互交 叉的矛盾问题分成两步来解决，第一步先解决主要矛盾，即动态稳定性和稳定精度， 然后再进一步满足其他动态性能指标。 按照“先内环后外环” 的一般系统设 计原则，从内环开始，逐步向外扩展。在这里，首先设计电流调节器，然后把整个 电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器如图 3.2 所示为双闭 环直流调速系统动态结构框图。 图 3.2 双闭环直流调速系统动态结构框图 在双闭环调速系统在稳态工作中，当转速和电流两个调节器都不饱和时，各变 量之间有下列关系： * 0nn UUnn * iiddL UUII * 0 / deden

10、dL c sss UC nI RCUI R U KKK 在稳态工作点上，转速 n 是由给定电压 Un*决定的，ASR 的输出量 Ui*是有负载 电流 IdL决定的，而控制电压 Uc的大小则同时取决于 n 和 Id。这些关系反映了 PI 调 节器不同于 P 调节器的特点。P 调节器的输出量总是正比于其输入量，而 PI 调节器 则不然，其输出量在动态过程中决定于输入量的积分，达到稳态时，输入为零，输 出的稳态值与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。后面需要 PI 调节器提供 多么大的输出值，它就能提供多少，直到饱和为止。 双闭环调速系统的稳态参数计算和无静差系统的稳态计算相似，根据各调节器 的

11、给定与反馈值计算有关的反馈系数 转速反馈系数 max * max n Un 电流反馈系数 * m im d U I 本设计中电流调节器输出负限幅值为 0V，正限幅值为 10V；转速调节器输出 负限幅值为 10V，正限幅值为 0V。根据已知参数可求得 转速反馈系数为： rV r V n Unm min/0055. 0 min/1800 10 max * 电流反馈系数为： AV A V I U d im /03 . 0 5 . 1220 10 * 另外由 根据电机参数得 N aNN e n RIU C rVCemin/2337 . 0 1800 088 . 0 220440 3.13.1 电流调节

12、器的设计电流调节器的设计 在图 3.2 画线结构框图中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计 工作带来麻烦。实际反电动势与转速成正比，系统的电磁时间常数远小于机电时间 常数，因此转速的变化往往比电流变化慢得多，对电流环来说，反电动势是一个变 化较慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即.这样0E 在按动态性能设计电流环时，可以不考虑反电动势变化的影响。也就是说可以去掉 反电动势的作用这样得到电流环的近似结构框图如图 3.3 所示 电流环动态结构图可简化为： 图 3.3 电流环动态结构框图 1）确定时间常数 根据已知数据得电磁时间常数 l T s R L Tl04 .

13、0 42 . 0 1018 3 三相桥式晶闸管整流电路的平均后时间，取电流反馈滤波时间常数0.0017 s Ts ，可得电流环的小时间常数为0.002 oi Ts += 0.0017 s+0.002 s = 0.0037 s i T s T oi T 2） 选择电流调节器结构 根据设计要求电流超调量 i5% 并且保证稳态电流无静差，可以按典型 I 型 系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此电流调节器选用 PI 调节 器，其传递函数为 1 ( ) i ACRi i s WSK s 另检查电源电压的抗扰动性能：参照附表 3-1 的典型 I 型 8 . 10 0037. 0 04. 0

14、 i i T T 系统动态抗扰性能可采用 PI 调节器。 表 3-1 典型 I 型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系 参数关系 KT0.250.390.500.691.0 阻尼比 1.00.80.7070.60.5 超调量 0%1.5%4.3%9.5%16.3% 上升时间 tr6.6T4.7T3.3T2.4T 峰值时间 tp8.3T 6.2T 4.7T3.6T 相对稳定裕度 76.369.965.559.251.8 截止频率 c0.243/T0.367/T0.455/T 0.596/T 0.786/T 3）计算电流调节器参数 电流调节器超前时间常数：sTli04. 0 为满足 %5%要

15、求，应取，因此电流环开环增益为 i 5 . 0 i iTK I K = = 135.14 I K 1 2 i T 1 (2 0.0037) 1 s 1 s 于是电流调节器的比例系数为 i K = = i K i I s R K K 12 . 1 045. 048 42 . 0 04 . 0 1 . 135 4）校验近似条件 电流环截至频率= =135.14，晶闸管装置传递函数近似条件为 , ci I K 1 s ci 1 3 s T 现 =196.1 1 3 s T 1 3 0.0017 1 s 1 s ci 故该近似条件满足。 忽略反电动势影响的近似条件为 ，现 ci 3 1/() ml T

16、 T =3 1/() ml T Tciwss 11 4 . 47)04. 01 . 0/(13 故该近似条件满足。 电流环小时间常数近似处理条件为 ，现 ci 1 1/() 3 soi TT =180.8 1 1/() 3 soi TT 1 1/(0.0017 0.002) 3 1 s 1 s ci 故该近似条件满足。 5）取调节器的输入电阻=40k，则电流调节器的各参数为 o R =1.134 40=45.36，取 45 i R i K o Rkkk = ，取 3 i C i i R FF1 . 3 1045 1014. 0 3 6 F =, 取 0.47 oi C 4 oi o T R F

17、F2 . 0 1040 10002. 04 3 6 F 根据上述参数可以达到的动态指标为 %=4.3%5% i 故能满足设计要求。 3.23.2 转速调节器的设计转速调节器的设计 电流环经简化后可视作转速环中的一个环节，这样用电流环等效环节代替电流 环后整个转速控制系统的动态结构图如下图 3.4 所示： 图 3.4 流环动态结构框图 1）确定时间常数 电流环的等级时间常数为=2=0.0074s，(在电流环中已取因=0.5） 。 取转 IK 1 i T i ITK 速反馈滤波时间常数 =0.01s，那么转速环的时间常数为 on T =0.0074s+0.01s=0.0174s2 nion TTT

18、 2）选择转速调节器结构 为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一个积分环节，它应包含在 转速调节器当中。这样转速环开环传递函数共有两个积分环节，所以应该设计成典 型 II 型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。因此转速调节器也 应该采用 PI 调节器，其传递函数可表示为 1 ( ) n ASRn n s WSK s 3）选择转速调节器参数 按跟随性能和抗扰性能较好的原则选择 h=5，求出转速超调量 %和过渡过 n 程时间 。如果能够满足设计要求，则可根据所选的 h 值计算有关参数；否则要改 s t 变 h 值重新进行计算，直到满足设计要求为止。 当 h=5 时，ASR 退

19、饱和超调量为 = * max )( n n C Cb b n m n bT T n n z C C N * max )(2 式中，表示电动机允许的过载系数，按题意=1.5；z 为负载系数，设为理想空载 起动，则 z=0; 为调速系统开环机械特性的额定稳态速降，=； N n N n e dN C RI 是基准值为时的超调量相对值，而=。 max (%) b C C * n b n m i N T T nz )(2 参照表 2 当 h=5 时，=81.2%，故起动到额定转速，即= 时， max (%) b C C n nom n 退饱和超调量为 =2.66% n 1 . 0 0174 . 0 18

20、00/2337 . 0 12. 0220 5 . 12%2 .81 满足设计要求。 表 2 典型型系统动态抗扰性能指标与参数的关系 h345678910 Cmax/ Cb 72.2%77.5%81.2%84.0%86.3%88.1%89.6%90.8% tm/T2.452.702.853.003.153.253.303.40 tv/T13.6010.458.8012.9516.8519.8022.8025.85 空载起动到额定转速的过渡过程中，由于在大部分时间内 ASR 饱和而不起调节 作用，使过渡过程时间延长，可表示为 s t s t =+ s t 2 t 0 t 其中为恒流升速时间，是退饱

21、和超调过渡过程时间。 2 t 0 t =0.3s 2 t 42. 02205 . 1 18001 . 02337. 0 )( RII nTC dldm me 退饱和超调过渡过程时间等于动态速升的回复时间。当 h=5 时 =8.8=0.153s。但恢复时间是按误差为 5%计算的。这里 0 t n T b n =206.4r/min，故 5%= 10.3r/min。这就是说，转速进入 me i b TC RT In 2 b n 10.3r/min 的恢复时间为 0.153s。但这里的恢复时间应按转速进入 5%来计算， nom n 由于 5%=90 r/min 远大于 10.3r/min，显然所需时

22、间将远小于 0.153s，故可忽 nom n 略不计，于是=0.3s。可见，能满足设计要求。这样，就可根据 h=5 选择转速 s t 2 t 调节器的参数。 ASR 的时间常数为 =h=5 0.0174s=0.087s n n T 转速环开环增益为 = 22 1 2 N n h K h T 2 2 6 50 0.0174 s 2 396.4s ASR 比例系数为 =15.7 (1) 2 em n n hC T K h RT 0174 . 0 42 . 0 0055 . 0 52 1 . 02337 . 0 045 . 0 6 如去调节器输入电阻 =20k，则 o R =15.7 20 k=31

23、4k，取 300k n R n K o R =0.277,取 0.2 n C n n R 3 6 10300 10087 . 0 FFF =2，取 2 on C 4 on n T R 6 3 4 0.01 10 20 10 F FF 4）校验近似条件 转速环截止频率为 =396.4 0.087 =34.5 cn 1 N K N K n 1 s 1 s 电流闭环传递函数简化条件为，现 cn 1 5 i T =54.1 1 5 i T 1 5 0.0037 1 s 1 s cn 故满足该简化条件。 小时间常数近似处理条件为 ，现 cn 1 1/(2) 3 ion T T =38.75 1 1/(2

24、) 3 ion T T 1 1/(2 0.0037 0.01) 3 1 s 1 s cn 故满足该简化条件 第四章第四章 触发电路的选择与原理图触发电路的选择与原理图 三相整流电路中必须对两组中应导通的一对晶闸管同时给触发脉冲为此可以采 用两种办法：一种是使每个触发脉冲宽度大于，称宽脉冲触发；另一种是在触发 60 某一号晶闸管的同时给前一号晶闸管补发一个脉冲，相当于用两个窄脉冲等效代替 一个宽脉冲，称为双脉冲触发。 随着工业自动化，集成化的不断把发展；现在市场中已有多种型号的六脉冲触 发集成电路广泛应用于各种控制中，从本设计的简单和稳定性出发，本设计直接采 用 KJ 系列的三相全控桥式整流电路

25、的集成触发器 KJ041 作为三相整流电路的触发电 路。KJ041 的内部是由 12 个二极管构成的 6 个或门，其作用是将 6 路单脉冲输入转 换为 6 路双脉冲输出。以上触发电路均为模拟量，这样使集成片内部结构、可靠， 但是却是其容易受电网电压影响，导致触发脉冲的不对称度较高，可达。在 00 34 对精度要求高的大容量变流装置中，采用了数字触发电路，可获得很好触发脉冲对 称度。 KJ041 的主要参数和限制 （1）工作电源电压：V15 （2）同步输入允许最大电流值：6mA （3）输出脉宽：400us2ms （4）最大负载能力：100mA 由 KJ041 外部接线组成的三相桥式整流电路触发原

26、理图如下图 4.1 所示 图 4.1 三相全控桥整流电路的集成触发电路原理图 该集成片的主要设计特点为： （1）端口 1 和端口 4，端口 2 和端口 5，端口 3 和端口 6 分别输出两路相位互差 的移向脉冲，可以方便地构成全控桥式晶闸管触发器线路。 0 180 （2）输出负载的能力大，移相性能好，脉冲输出稳定，正、负半周脉冲相位均衡性 好。 （3）移相范围宽，对同步电压要求不高，并且具有脉冲列调制输出端等功能。 触发电路输出脉冲波形如下 图 4.2 触发电路输出脉冲波形图 第五章第五章 直流调速系统直流调速系统 MATLABMATLAB 仿真仿真 利用 matlab 仿真工具组成转速,电流双闭环调速系统仿真图如图 5.1 所示， 转速和电流闭环通过一个滞后环控制接入脉冲发生器的输入端，来实现对他励直流 电动机的转速控制，使转速最终趋于稳定值。同时通过转速输出显示器可以很直观 清晰的观察仿真结