扩音机电路的设计毕业设计[共16页]

1、 齐鲁理工学院齐鲁理工学院 课程设计说明书 题 目 扩音器的设计 课 程 名 称 模拟电子啊技术 二 级 学 院 机电工程学院 专 业 电气工程及其自动化 班 级 2015 级 学 生 姓 名 沈坤 学 号 201510530039 指 导 教 师 设计起止时间：2016 年 12 月 12 日至 2016 年 12 月 16 日 成绩 目录 第 1 章方案设计.2 第 2 章单元电路设计.2 2.1前置放大器的设计.2 2.2音调控制器的设计.3 2.2.1低频工作时元器件参数的计算.5 2.2.2高频工作时元器件参数的计算.7 2.3功率输出级的设计.10 2.3.1确定电源电压.10 2

2、.3.2功率输出级设计.11 2.3.3电阻R17R12的估算.11 2.3.4确定静态偏置电路.11 2.3.5反馈电阻R13与R14的确定.12 参考文献.13 附录 1总电路原理图.14 第 0 页 扩音器的设计 摘要：很多场合（如商场、学校、车站、体育场等）都安装有广播系统，它的主要功能是播放 音乐、广播通知和要闻。这些广播系统都含有扩音设备，用以把从话筒、录放卡座、CD 机送出 的微弱信号放大成能推动扬声器发声的大功率信号。根据实际需要和放大器件的不同，扩声电 路的设计也有很多种类。作为电子线路的课题设计，本课题提出的扩声电路性能指标比较低， 主要采用理论课题里介绍的运算放大集成电路

3、和音频功率放大集成电路来构成扩声电路。这种 性能指标低的扩音器主要在于价格便宜，制作简单，不需要太多昂贵的集成块。 关键词关键词扩声；音频功放；放大电路 第 1 页 第 1 章方案设计 采用运算集成电路和音频功率放大集成电路设计一个对话筒输出信号具有放大能力 的扩声电路。 其电路方框图如图 1-1 所示： 图 1-1扩声电路原理框图 前置放大主要完成对小信号的放大，一般要求输入阻抗高，输出阻抗低，频带 要宽，噪声要小；音量控制主要实现对输入信号高、低音的提升和衰减。 第 2 章单元电路设计 2.1前置放大器的设计 由于话筒提供发信号非常弱，故一般在音调控制器前面要加一个前置放大器。 该前置放大

4、器的下限频率要小于音频控制器的低音转折频率，上限频率要大于 音频控制器的高音转折频率。考虑到所设计电路对频率响应及零输入（及输入短路） 时的噪声、电流、电压的要求，前置放大器选用集成运算放大器 LF353。它是一种 双路运算放大器，属于高输入阻抗低噪声集成器件。其输入阻抗高为 104M，输入 偏置电流仅有 5010-12A，单位增益频率为 4MHZ，转换速率为 13V/us，用做音频前 置放大器十分理想，其外引线图如图 2-1 所示 第 2 页 图 2-1LF353 外引线图 前置放大电路由 LF353 组成的两极放大电路完成，如图 2-2 所示。第一级放大 电路的 Au1=10，即 1+R3

5、/R2=10，取 R2=10K，R3=100K。取 Au2=10（考虑增益余 量） ，同样 R5=10K，R6=100。电阻 R1、R2为放大电路偏置电阻，取 R1=R4=100K。耦合电容 C1与 C2取 10uF，C4与 C11取 100uF，以保证扩声电路的低 频响应。 图 2-2前置放大器 其他元器件的参数选择为：C3=100pF，R7=22K。电路电源为12V。 第 3 页 2.2音调控制器的设计 音调控制器的功能是，根据需要按一定的规律控制、调节音响放大器的频率响 应，更好地满足人耳的听觉特性。一般音调控制器只对低音和高音信号的增益进行 提升或衰减，而中音信号的增益不变，音调控制器

6、的电路结构有多种形式，常用的 典型电路结构如图 2-3 所示。 该电路的音调控制曲线（即频率响应）如图 2-4 所示。音调控制曲线中给出了 相应的转折频率：Fl1表示低音转折频率，Fl2表示中音下限频率，F0表示中音频率 （即中心频率） ，要求电路对此频率信号没有衰减和提升作用，Fh1表示中音上限频 率，Fh2表示高音转折频率。 图 2-3音调控制器电路 第 4 页 f/Hz Au/dB-20db/10 倍数 FL1100Hz 10HzFH2 图 2-4音频控制器频率响应曲线 音调控制器的设计主要是根据转折频率的不同来选择电位器、电阻及电容参数。 2.2.1低频工作时元器件参数的计算 音调控制

7、器工作时在低音时（即 FFl） ，由于电容 C5C6=C7故在低频时 C5可 看成开路，音频控制电路此时可简化为图 2-5，图 2-6 所示电路。图 2-5 所示为电位 器 RP1中间抽头处在左端，对应于低频提升最大的情况。图 2-6 所示电位器 RP1中 间抽头处在最右端，对应于低频衰减最大的情况。下面分别进行讨论。 图 2-5低频提升电路 第 5 页 图 2-6低频衰减器 1、低频提升 由图 2-5 可求出低频提升电路的频率响应函数为 式中， 1 1 2 1 8 110 )( 0 wl jw wl jw R RRPR U U j i ， 17 1 1 RP RC wL )( )( 1017

8、 101 2 RRC RRP wL RP 当频率 F 远远小于 Fl1时，电容 C7近似开路，此时的增益为 8 101 R RR A RP L 当频率升高时，C7的容抗减小，当频率 F 远远小于 Fl1时，C7近似短路，此时 的增益为 8 10 0 R R A 在 Fl1FFl2的增益范围内电压增益衰减率为-20dB/10 倍频，即-6dB/倍频（若 40HZ 对应的增益是 20dB，则 2 40HZ=80HZ 时所对应的增益是 14dB） 本设计要求中频增益为 A0=1（0dB） ，且在 100HZ 处有12dB 的调节范 围。故当增益为 0dB 时，对应的转折频率为 400HZ（因为从 1

9、2dB 到 0dB 对应两个 倍频程，所以对应频率是 400HZ）因此音调控制器的低音转折频率 f11=fl2/10=40HZ。 电阻 R8，R10及 RP1的取值范围一般为几千欧姆到几百千欧姆。若取值过大， 则运算放大器的漏电流的影响变大；若取值过小，则流入运算放大器的电流将超过 第 6 页 其最大输出能力。这里取 RRP1=470K。由于 A0=1，故 R8=R10。又因为 wl2/wl1=（RRP1+R10）/R10=10，所以 R8=R10=RRP1/（10-1）=52K，取 R9=R8=R10=51K。电容 C7可由式求得：C7=0.00085uF，取 )114 . 3 2( 1 1

10、 7 RPL Rf C C7=0.01uF。 2、低频衰减 在低频衰减电路中，如图 6 所示，若取电容 C6=C7，则当工作频率 f 远小于 fL1，电容 C6近似开路，此时电路增益 18 10 RP L RR R A 当频率 F 远大于 F12时，电容近似短路，此时电路增益 8 10 0 R R A 可见，低频端最大衰减倍数为 1/10(即-20dB)。 2.2.2高频工作时元器件参数的计算 音调控制器在高频端工作时，电容 C6，C7近似短路，此时音调控制电路可简 化成图 2-7 所示电路。为便于分析，将星形连接的电阻 R8=R9=R10转换成三角形连 接，转换后如图 2-8 所。所以 Ra

11、=Rb=Rc=3R8。由于 Rc 跨接在电路的输入端和输出 端之间，对控制电路无影响，故它可忽略不记。 图 2-7音调控制电路在高频段时的简化等效电路 第 7 页 图 2-8音调控制电路高频段简化电路的等效变换电路 当 RP2中间抽头处于最左端时，此时高频提升最大，等效电路如图 2-9 所示； 当 RP2中间抽头处于最右端时，此时高频衰减最大，等效电路如图 2-10 所示。 图 2-9高频提升电路 第 8 页 图 2-10高频衰减电路 1、高频提升。由图 2-9 可知，该电路是一个典型的高通滤波器，其增益 函数为 2 1 1 1 ( wH jw wH jw Ra Rb Ui Uo jwA ）

12、其中，。 5)11 1 1 CRRa wH （511 1 2 CR wH 当 F 远小于 Fh1 时，电容 C5可近似开路，此时的增益为 （中频增益）1 0 b R R A a 当 F 远大于 Fh2 时，电容 C5 近似为短路，此时的电压增益为 11 RaR R A b H 当 Fh1FFh2 时，电压增益按 20dB/10 倍数的斜率增加。 由于设计任务中要求中频增益 A0=1，在 10kHz 处有12dB 的调节范围，所以求 得 Fh1=2.5kHz。又因为 H1/H2=（R11+Ra）/R11=AH，高频最大提升量 AH 一般 也取 10 倍，所以 Fh2=AHFh1=25kHz。由(

13、R11+Ra)/R11=AH 得：R11=Ra/(AH-1) =17K,取 R11=18k。由 H2=1/R11C5得：C5=1/(2Fh2R11)=354pF,取 C5=330pF。高 音调节电位器 Rp2的阻值与 Rp1相同，取 RRp2=470K。 2、高频衰减。在高频衰减等效电路中，由于 Ra=Rb，其余元器件也相同。 所以有高频衰减的转折频率与高频提升的转折率相同。高频最大衰减 1/10（即- 第 9 页 20dB） 。 2.3功率输出级的设计 功率输出级电路结构有许多种，选择由分立元器件组成的功率放大器或单片 集成功率放大器均可。为了巩固在电子线路课程中所学的理论知识，这里选用集成

14、 运算放大器组成的典型 OCT 功率放大器，其电路如图 2-11 所示，其中由运算放大 器组成输入电压放大驱动级，由晶体管 VT1，VT2，VT3，VT4组成的复合管为功率输 出级。三级管 VT1与 VT2都为 NPN 管，仍组成 NPN 型的复合管。VT3与 VT4为不同 类型的晶体管，所组成的复合管导电极性由第 1 只脚决定，为 PNP 型复合管。 图 2-11功率放大电路 2.3.1确定电源电压 功率放大器的设计要求是最大输出功率。由公式WPO8 max 可得：可得。考虑到输 LOm RUPO/2/1 2max RL UomUom POm 2 1 L RPouom max 2 出功率管

15、VT2 与 VT4 的饱和压降和发射极 R11与 R22的压降，电源电压常取 VCC=（1.21.5）UOm。将已知参数带入上式，电源电压选取12V。 第 10 页 2.3.2功率输出级设计 1、输出晶体管的选择。输出功率管 VT2 与 VT4 选择同类型的 NPN 型大功率管。 其承受的最大反向电压为 UCEmax=2VCC。每只晶体管的最大集电极电流为 ICmaxVCC/RL=1.5A，每只晶体管的最大集电极功耗为：PCmax=0.2POmax=1.6W。所以 ，在选择功率三极管时，除应使两管 的值尽量对称外，其极限参数还应满足系列 关系：VBRCEO2VCC，ICMICmax，PCMPC

16、max，PCMPCmax。根据上式关系，选择 功率三极管为 3DD01。 2、复合管的选择。VT1与 VT3分别与 VT2与 VT4组成复合管，它们承受的最大 电压均为 2VCC，考虑到 R18与 R20的分流作用和晶体管的损失，晶体管 VT1与 VT3的 集电极功耗：PCmax=（1.1-1.5）PC2max/2 而实际选择 VT1，VT3参数要大于最大值。 另外为了复合出互补类型的三极管，一定要使 VT1，VT3互补,其要求尽 VT3称性好。 可选用 VT1为 9013，VT3选用 9015。 2.3.3电阻R17R12的估算 R18与 R20用来减小复合管的穿透电流，其值过小会影响复合管

17、的稳定性，太大 又会影响输出功率，一般取 R18=R20=（510）Ri2。Ri2为 VT2管的输入端等效电阻， 其大小可用公式 Ri2=rbe+（1+2）R21来计算，大功率管的 rbe 约为 10， 为 20 倍。 输出功率管的发射极电阻 R21与 R22起到电流的负反馈作用，使电路的工作更加 稳定，从而减少非线性失真。一般取 R21=R22=（0.050.1）RL。 由于 VT1与 VT3管的类型不同，接法也不一样，因此两只管子的输入阻抗不一 样，这样加到 VT1与 VT3管基极输入端的信号将不对称。为此，增加 R17与 R19作为 平衡电阻，使两只管子的输入阻抗相等。一般选择 R17=

18、R19=R18Ri2。 根据以上条件，选择电路元器件值为： R21=R22=1，R18=R20=270，R17=R19=30。 2.3.4确定静态偏置电路 为了克服交越失真，由 R15，R16，RP3和二节管 VD1，VD2共同组成两对复合管 的偏置电路，使输出级工作于甲乙类状态。R15与 R16的阻值要根据输出级输出信号 的幅度和前级运算放大器的最大允许输出电流来考虑。静态时功率放大器的输出端 对地的电位为 0（VT1与 VT3应处于微导通状态） ，即 U0=0V。运算放大器的输出电 第 11 页 位 UO30V。若取电流 IO=1mA，RRP3=0（RP3用于调整复合管的微导通状态，其调

19、节范围不能太大，可采用 1k 左右的精密电位器，其初始值应调在零阻值，当调整 输出级静态工作电流或者输出波形的交越失真时再逐渐增大阻值） 。则 1515315 7 . 012 RR VVcc RR UVcc Io D RP D 所以 R15=11.3K,取 R15=11K。为了保证对称,电阻 R16=11K。取 RRP3=1K。电路中的 VD1与 VD2选为 1N4148。 2.3.5反馈电阻R13与R14的确定 在这里放大器选用 LF353，功率放大器的电压增益可表示为： 201 14 43 R RR Au RP 取 R14=1K,则 R13+RRP4=19K。为了使功率放大器增益可调，取 R13=15K，RRP4=4.7K。电阻 R12是运算放大器的偏置电阻，电容 C8是输入耦合 电容，其大小决定了扩声电路的下限频率。取 R12=100K，C8=100uF。并联在扬声 器的 R23与 C10消振网络，可以改善扬声器的高频响应。这里取 R23=27，C10=0.1uF。一般取 C9