西安铁路职业技术学院铁道机车车辆专业毕业设计（论文）

1、高速动车充电机主电路应用研究学 生 姓 名： 学 号： 0950209 专 业 班 级： 铁道机车车辆 指 导 教 师： 摘 要为了满足列车中、大功率充电机小型化、轻量化的需要，电力电子装置发展正朝高频化发展。软开关技术的谐振变换器应运而生，它可以降低开关损耗和开关噪音，进一步提高开关频率。本文研究的高速动车(electric multiple unit，EMU)充电机主电路采用倍流整流电路移相全桥零电压PWM变换器的拓扑结构，其优点是充分利用副边滤波电感能量，能在较宽负载范围内实现开关管的零电压开关工作。此设计方案通过降低变压器原边漏感，克服了占空比丢失。同时利用整流二极管可以在零电压条件下

2、实现换流，减小反向恢复电压尖峰。本文详细分析了该变换器的工作原理，通过严格推理计算，优化设计了选择主电路关键器件参数值，保证功率器件实现软开关关断，给出了参数选择的方法。本文深入探讨了倍流整流的全桥移相变换器，给出了12个运行模态的等效电路和电压电流公式。研究发现：该变换器可以在轻载到满负载的宽范围内实现软开关切换，因次级整流二极管的自然换流，消除了副边占空比丢失和次级二极管的振荡。论文设计了高频变压器和滤波电感。为了验证分析变换器的工作原理，对输出29V560A动车充电机产品进行了实验测试，对采集波形和数据进行分析。通过主电路关键器件优化选择，保证选择器件满足预定技术条件，最后给出实验结果并

3、进行了分析。结果表明：本文设计的高速动车充电机主电路能在实际工程中使用，具有一定的工程应用价值。关键词：零电压开关；全桥变换器；倍流整流目录第一章绪论.11.1研究背景及意义.112 DCDC变换器的发展和现状.213论文主要内容.4第2章CDR ZVS PWM移相全桥变换器.521电路组成和工作原理.622前后桥臂的零电压实现.162.2.1零电压前后桥臂的差异.162.2.2功率模块并联电容的选择.172.3主电路器件参数计算.182.3.1输出滤波电感的选择.182.4输出滤波电容选择.192.4.1输出纹波电压的危害.192.4.2纹波电压的抑制措施.192.5小结21第三章主电路磁性

4、元件设计.213.1高频变压器的设计.213.2滤波电感的设计.233.3小结.25第四章充电机总体设计.264.1充电机技术指标要求.264.2充电机总体结构及工作原理.264.3控制电路结构及工作原理.274.3.1数字控制器设计.284.3.2移相控制波形的生成.294.4蓄电池的充电策略.304.5数字采样及滤波.314.6充电机模块内部保护功能.314.6.1硬件保护.314.6.2软件保护机制.314.7对外电气接口.324.7.1出负载接口.324.7.2压控制信号接口.324.7.3 CAN总线接口.324.8实验结果与分析.324.9小结.37结论.38致谢.39参考文献.4

5、0西安铁路职业技术学院毕业设计（论文）第1章绪论11研究背景及意义随着我国铁路电气化区域的扩大和高速铁路网的快速发展，电力电子技术的不断突破。在新型客车上，DC600V母线供电系统将逐步取代原有的发电车供电系统，从而使得客车充电机的装车数量不断增加。现代电力电子朝着小型化、轻量化方向发展，对效率和电磁兼容也有了更高的要求。随着电力电子装置的高频化的发展趋势。本文对高速动车充电机主电路的研究主要是DCDC变换器分析和改进，DCDC变换器作为开关电源中的重要组成部分，它将整流后的直流电，经过脉冲控制高频功率管逆变后，再次经整流与滤波处理，最后获取一定幅值直流电压。列车对它可靠性能、单位重量及效率等

6、要求越来越苛刻，现在大容量化、高功率密度已成为发展主流方向【I】。国内铁路旅客列车主要经历了22型客车、25型全列空调客车、动车组的变化。作为旅客列车的供电方式也发生根本性的转变【71。主要经历四种供电方式的发展。第一种，依靠车轴传动带动发电机的DC48V直流供电方式。该供电方式，由于供电能力有限，同时受列车停靠的影响较大，无法保证空调等设施负载电力需求，很难满足列车舒适性要求。第二种，在列车编组上编挂专用发电车进行AC380220供电的交流供电方式。该供电方式虽然能满足列车空调负载的供电需求，大大提高了旅客列车舒适性的要求，但由于该供电方式，必须旅客列车增加发电机，降低了旅客列车运输效率。第

7、三种，通过列车直接向全列旅客列车提供DC600V直流供电方式。通过车辆上的逆变器、充电机将DC600V转变为AC380V和DCll0V向车上的空调、照明等用电设备进行供电。但因供电设施集中，满足不了现动车组动力分散需求。第四种，为适应现动车组列车发展，充电机将整流电路与DCDC变换器集成在一起，通过各单元辅助变流器提供输AC380V交流电。并且直流负载发生改变，主要集中：照明装置；门控制组：自动保护列车设备；牵引和辅助调压器；音频和视频传播；受电弓和高压开关传动； 网关、列车逻辑和监视器；空调控制； 中低电压陈列柜和电缆损失。新型动车组充电机供能具有分散性、互补性、高效性优点。12 DCDC变

8、换器的发展和现状世纪60年代脉宽调制DCDC功率变换技术的使用开始发展及应用才开始真正意义的直流变换器设计，挑战了当时在用的调节可控电阻方式来控制线性电源。随着功率半导体元器件开关频率工作性能越来越高，特别在上世纪70年代，从60年代初几kHz工作频率提高到20kHz， 于是被命为20kHz革命。但是，随着开关频率上升又产生新的问题，DCDC PWM变换器工作在硬开关状态，一方面，是开关损耗与开关管工作频率成比例的增长，严重的影响变换器工作效率；另一方面，变换器工作时产生电磁干扰(EMI)噪声。开关器件提高工作频率，必须解决以下三方面问题：1)降低开通与关断损耗：功率器件开通和关断时，必须要求

9、同一时间段内减小或避免开关器件电流和电压交叠面积，减小器件开通和关断损耗。2)处理好感性关断和容性开通：一方面，电路中存在布线电感、变压器漏感等一些感性元件，在开关关断时，因在感性元件中引起aat和旃出变化很大，所以感性元件采用降低电感电流后关断，避免产生严重的电磁干扰和开关器件电压击穿。另一方面， 开关器件并联电容或寄生电容，在开关管开通时，因储藏容性器件中的能量瞬间消耗在该开关器件上，所以容性元件采用降低电容端电压后开通，避免开关器件过热损坏。3)克服二极管反向恢复时间：使用二极管时必须考虑存在着反向恢复时间。设计理想化很可能造成电源瞬间短路，产生冲击电流，瞬间造成二极管上损耗加大，严重将

10、致其损坏。为了改善以上开关工作状态的诸多问题，软开关技术在变换器中的使用得到快速发展，移相全桥软开关变换器开辟了新开关研究技术。80年代初由美国弗吉尼亚电力电子中心李泽元教授首次提出软开关技术应用于DCDC变换器中。采用新技术很好地减少开关损耗、降低电磁干扰，并迅速发展，很快就广泛地引人各类电力电子变换器中，并很快推向市场应用。软开关技术作用主要有：减低开关损耗和开关噪声；进一步提高开关频率。软开关是使功率变换器高频化的重要技术之一，它采用主要采用谐振原理。软开关技术的使用对电力电子装置高频化使用具有划时代的意义。其突出优点是：变压器、滤波器体积和重量减小，电力电子装置实现小型化、轻量化。软开

11、关电路的分类：第一类，准谐振电路，主要有零电压开关准谐振、零电流开关准谐振、零电压开关多谐振电路。其特点有：谐振电压峰值很高，要求器件耐压必须提高；谐振电路存在大量无功功率的交换，导通损耗大：只能采用脉冲频率方式调制对电路实行控制。第二类，零开关PWM电路，主要有：零电压开关PWM电路、零电流开关PWM电路。其主要特点有：开关管承受电压明显降低：采用开关频率一定PWM控制方式。第三类，零转换PWM电路；主要有：零电压转换PWM电路、零电流转换PWM电路。其特点有：可以很宽负载范围实现软开关工作；可以消减无功功率，提高转换效率。变换器已经广泛应用了谐振软开关技术，准谐振电路很多应用于小功率DCD

12、C变换器中；中大功率变换器最普遍采用的是移相(phaseshift PS)控制全桥变换技术。全桥变换拓扑电路目前是国内外DCDC变换电路常用的拓扑电路之一。主要由于它具有同样功率条件下要求开关器件电压电流技术参数较小，较高功率变压器的利用率，能够实现PWM控制等优点。全桥变换器实现脉冲控制方式可分两大类：一类是瞬间同时关断斜对角的两只开关管，它不可能实现电路软开关；另一类是错开关断斜对角的两只开关管，它在一定条件下可以实现电路软开关。结合理论分析需要，定义斜对角两只开关管中先关断的开关管组成桥臂为超前桥臂(1eading leg)，后关断的开关管组成的桥臂为滞后桥臂(1agging leg)。

13、根据超前桥臂和滞后桥臂实现开关条件差异，有可以将软开关PWM全桥变换器分为两大类：一类是ZVS PWM全桥变换器，其超前桥臂和滞后桥臂都实现ZVS：另一类是零电压零电流开关ZVZCS PWM全桥变换器，其超前桥臂实现ZVS，滞后桥臂实现ZCS。它们均都采用移相PWM控制。国内机车上的控制电源(充电机)主要还是采用相控整流模式，只有SS7D、SS7E机车和新造传动机车上采用了半桥电路拓扑的硬开关高频变换模式。而新造的高档客车如25G、25T或动车组、地铁城轨车辆上的控制电源采用了软开关高频变换模式。当前我国电气化铁路旅客列车辅助电源系统主要采用DC600V供电制式，充电机将输入的DC600V转化

14、为DCll0V，主要为控制电路、照明、单向逆变器以及列车蓄电池供电，所以充电机被称为列车供电系统的神经中枢。国际上包括庞巴迪、西门子等生产的机车车辆的控制电源(充电机)已基本完成由相控整流或不控整流向高频变换的更替。其主要形式为全桥或半桥式硬开关高频变换，频率大概在15kHz-20kHz，其体积、重量、噪声等指标较相控整流或不控整流的控制电源(充电机)有了很大提高，但进一步提高的空间有限。因此，开始转而采用软开关模式的高频变换。阿尔斯通生产动车组充电机已经成功实现软开关模式的高频变换，但稳定性有待进一步提高。下面选用代表国内外领先水平青藏线客车装配的新一代充电机电路原理进行分析，图1-1为25

15、T型客车充电机原理图。图11 25T型客车充电机原理图图11中VTlVT4和DA、DB、C1、C2构成DCDC全桥变换器的基本电路，VTl和VT2分别在VT3和VT4之前关断，则VTl和VT2组成的桥臂为超前桥臂，而后关断的VT3和VT4组成的桥臂为后桥臂，特别值得关注是滞后桥臂开关管的两端不能连接并联电容，否则当开关管在开通时，其连接并联电容上电压不能降为零，并联电容上的能量将会全部消耗到开关管中，还会产生很大的电流尖峰，造成开关损坏。本电路超前桥臂为零电压开关，而滞后桥臂为零电流开关，采用的是ZVZCS PWM全桥变换器控制方式。ZVZCS PWM全桥变换器不需要外加谐振电感，它可以在宽范

16、围内实现超前管的ZVS和滞后管的ZCS电路结构简洁。但对变压器的一次侧漏感要求苛刻，生产绕制非常困难，虽然电路后桥臂串联反向截止二极管实现了原边开关管零电流开关，但是串联二极管正向导通时损耗依然较大，效率降低H1。所以本文选用ZVS PWM全桥变换对动车充电机进行设计，在优化改进后采用倍流整流零电压(Curret DoublerRectifier，ZeroVoltage-Switching，CDR ZVS)PWM全桥变换器，能够保证前后桥臂开关管在较宽负载范围内实现ZVS，同时实现副边整流二极管自然换流降低损耗，提高充电机工作效率，延长二极管使用寿命。13论文主要内容本文主要分析了CDR ZV

17、S PWM全桥变换器的工作原理，倍流整流电路工作原理；完成了输出纹波电压的估算，输出电压的计算，高频变压器和滤波电感的设计。简述充电机总体控制结构及原理，重点设计主电路拓扑结构、控制策略，计算主电路设计参数。最后对改进后充电机进行试验并对结果进行分析和总结。解决了基本ZVS PWM变换器实现零电压开关遇到的三方面问题：1)实现滞后桥臂ZVS，必须保证滞后桥臂功率开关管开通前，要有足够能量将其并联电容电压降至零电压。2)降低变压器的原边漏感并且防止附加另外谐振电感造成占空比丢失。3)克服二极管反向恢复时间：使用二极管时必须考虑存在着反向恢复时间。设计理想化很可能造成电源瞬间短路，产生冲击电流，瞬

18、间造成二极管上损耗加大，严重将致其损坏。第2章CDR ZVS PWM移相全桥变换器全桥变换电路拓扑结构因为同时具有开关管电压和电流应力小优势，功率变压器利用率高等优点，所以成为中大功率变换器首选拓扑结构。如图21所示电压型全变换电路在PWM方式下的基本工作原理图。图21电压型全桥变换电路图21输入直流电压吃，VTl4四只IGBT管构成前后两个桥臂，通过QAQD四只控制开关管驱动脉冲信号，变换器开关周期为C，变压器T的变比为n，输出电压为电压值为=等，其中D_磊称为占空比。通过调节占空比就可以方 n l。|便的调节输出电压。但这种控制方式下，开关管工作在硬开关状态，开关损耗较大，限制了开关频率的

19、提高和变换器的效率。21电路组成和工作原理倍流零电压CDR ZVS PWM移相全桥变化器是从普通全桥变换器发展改进而来，是一种新型软开关变换器【21。它利用功率开关的寄生电容(或外接电容)和变压器的漏感(或一次侧串联电感)作为谐振组件，而使四个开关管实现零电压开通和零电压关断其电路如图22所示。图22主电路结构图图22中，1-VT4是四个主功率开关管；QA-QD分别是VTl-,VT4的驱动信号；DADD分别是VTlVT4反并联二极管；C1c4分别是VTl-VT4并联电容；Lt变压器原边的漏感；c6是阻断电容；VDl、VD2是二次侧整流二极管；L1、L2和Cr分别输出滤波电感和滤波电容。其中，为

20、前后两个桥臂之间的电压，Iv为变压器一次电流，Vcb为隔直电容两端的电压，f。为次级电流。在一个开关周期中，CDR ZVS PWM DCDC全桥变换器工作过程通常可分为12种工作时段，图23所示为电路主要波形，首先为了方便分析，先假设如下：1)所有逆变功率管、整流二极管、滤波电感、电容和变压器均为理想元件21C1=C2=CagC3=C4=Clead31 LI=L2=I,f4)输出电容Cf足够大，输出电压为恒压源；5)变压器励磁乇0；图23 CDR ZVS PWM DCDC变换器主要工作波形图2-4图28给出了变换器不同工作阶段的等效电路图，各阶段的工作情况描述如下。1) 第一阶段(T0T1)：

21、T0时刻对应的等效电路如图2_4所示图2-4 TO时段等效电路图T0时刻，VTl和VT4工作在开通状态，隔离变压器初级电流J通过VTl、流经阻断电容C6和变压器初级绕组、最终通过4，此时整流管VDl导通，VD2截止，高频变压器完成能量传递，给负载供电。这时各路电流满足以下方程：式中，刀一表示高频变压器变比；Ilo、120一表示i。1、is2在TO时刻的电流值。第二阶段(T1-T2)：T1时刻对应的等效电路如图25所示图25 T1时刻等效电路图当关断VT4，一次电流从VT4d?转移到C3和C4支路中，次级电流f，=t2，储存在Lk和L2中的能量给C4充电，C3放电，因电容电压不能突变，VT4实现

22、零电压关断。一次侧电流流通回路为Vin(+厂，VTl一Cb_LK_C4_V衄)，其大小等于滤波电感电流折算到一次侧的值。此时段内一次侧等效电感Le等于谐振电感Lk和输出滤波电感的一次侧折算值，z2Lr之和，即三。=L+，z2三r，在这一时段，C3、C4的电压、电流为将式(2-4)代入式(25)可得：由基尔霍夫电流定律得，图23中A点电流满足将式(26)和式(27)代入式(28)整理得：同时，一次电流和隔直电容电压满足： 由式(210)式(212)F以看出，此时段电路谐振过程比较复杂。实际上，考虑到输出滤波电感蹦艮大，可认为在此时段内一次电路基本不变，ip，P；，表示变压器一次边最大电流。因此可

23、近似认为电压，在，p作用下线性下降，电压1，o线性上升，有下式：其中，K一表示隔直电容T1时刻电压值。在T2时刻，电容C3的电压下降到零，VT3的反并联二极管DC自然导通，第一阶段结束，此时，=0，变压器一次电压为零。由式(213)可得该时段的持续时间为：设T2时刻VCb上升到吃，将式(215)代入式(213)可得：从上述分析可知，VT3和VT4的驱动信号死区时间应满足)f。2，即3）第三阶段(T2-T3)：T2时刻对应的等效电路如图26所示。图2-6 T2时刻等效电路图T2时刻，DC自然导通，此后开通3即可实现零电压开通，又能实现零电流开通。因开关管为IGBT，其为单向开关管，VT3导通，电

24、流仍主要流过VD3，此时一次电流通回路为lCb_Lk_VD3_VTl，一次电流进入环流阶段。1，肚=0阻断电容Cb上电压加在变压器初级绕组和漏感上，VD2也导通，因此，VDl和VD2同时导通，这样将次级绕组电压钳在零位，初级电压也为零，ICb全部加在Lk上，开始谐振此时一电流等于输出滤波电感电流折算至一次侧的电流值，即在T3时刻，此时设计要求，则，变压器二次绕组的感应电动势下正上负，整流二极管VD2-导通，VDl关断VDl自然关断，次级二极管实现自然换流。结果，次级电流被反射到初级，于是进入下时阶段。4)第四阶段(T3T4)：T3时刻对应的等效电路如图27所示：图27 T3时刻等效电路T3时刻

25、关断VTl，因电容电压不能突变，VTl实现零电压关断。储存在漏感和电感L】中的能量给cl充电，c2tt电，因Ll能量较低所以要求。由于c2的存在，VT2是零电压关断，此时段过程为滞后桥臂谐振换流过程，持续时间较短，因电感电流不能突变，次级电流，可认为此时段内一次电流ip近似不变，既有：在T4时刻，Ci的电压上升到Vin，VD2自然导通，这时VT2是零电压开通该工作时段结束。此工作时段持续的时间为：由式(225)可知，滞后桥臂的死区时间，即：5)第五阶段(T4T5)：T4时刻对应的等效电路如图28所示图28 T4时刻等效电路在T4时刻，DB导通后，VT2两端的电压被钳位在零，此后开通VT2即可实

26、现零电压导通开通VT2。1和VT2驱动信号之间的死区时间。一次电流通路为。此时段内，iL2降，iLl增加，初级给负载供电。到T5时刻，VT3关断，变换器开始进入另半个周期(T5T8)，其工作情况类似于前半个周期(T1T5)。2.2零电压前后桥臂的差异2.2.1前后桥臂的零电压实现零电压前后桥臂的差异由2.1节分析可以知道：超前桥臂的ZVS是利用副边输出滤波电感在电流最大时提供的能量实现的。如图23中flCJTl、T5时刻。滞后桥臂的ZVS是利用副边输出滤波电感在电流最小时(I值)时提供能量实现的。如图23中的T3、T7时刻。可见本变换器的开关管是利用副边波电感中的能量来实现ZVS的，因此可在宽

27、负载范围内实现开关管的ZVS。参考图23，计算滤波电感电流的最大值为每个电感中的电流的平均值输出电流。在T1一T7时间段由以上两式求的：上式中值要求都为正值。满足以上要求需达到以下两个条件，即倍流整流器正常工作条件为：1)无效整流纯电感回路的工作抑制条件：L1w2 C(L为L1或L2；为开关频率f的2p倍，即=2f)2)要保证Ll及L 2中的电流始终为正值，要有足够大的电感值以保证电感纹波电流起伏波动值不大；要保证两个滤波电感中的电流均等变化。根据上述分析超前桥臂较滞后桥臂容易实现ZVS，并且都是重载时较轻载时实现。所以考虑在前桥臂和后桥臂使用不同功率管并联电容即。2.2.2功率模块并联电容的

28、选择1）厨研霄切翠官开跃电谷选伴根据公式计算知滞所以选择-令Ie一表示输出额定电流2）前桥臂功率管电容并联选择公式（2.17）根据公式（2.28）知 23主电路器件参数计算从工作原理分析，可知变换器设计的关键是：滤波电感、阻断电容以及功率管并联电容。为了在宽输入电压、宽负载范围内实现所需的性能，需要对滤波电感、阻断电容进行优化设计。231输出滤波电感的选择首先保证软开关实现计算滤波电感值。输出滤波电感，除了滤波作用外，还需要为主开关管实现ZVS提供足够的能量。因此滤波电感选择原则是：在一定负载范围内，保证主开关管实现ZVS的条件下，h值越大越好。从T3T4工作时段分析可知，滞后桥臂的开关管实现

29、ZVS所需的时间为：式中为正值，m为常数(m值越大，开关管的关断损耗越小)，tf开关管下降时间。由式(230)、(231)可以得出：根据前面分析，滞后桥臂轻载时实现zVs最困难将代入上式，计算出滤波电感的感值，并选择合适电感。据上式可计算0=36UH2.4输出滤波电容的选择根据输出纹波电压要求计算滤波电容值。2.4.1输出纹波电压危害纹波害处主要有：1)容易在设备中生成不期望的谐波，电源中许多危害产生都由谐波所致；2)降低电源品质，减小效率；3)较强的纹波会产生浪涌电压或电流，严重导致设备烧毁。4)干扰数字电路改变逻辑关系，导致控制误动作；5)噪音干扰别的电气，影响电路设备导致工作异常。2.4

30、.2纹波电压抑制措施本电路克服纹波电压采用以下几种手段：1)采用合适配置倍流整流滤波电路；2)采用LC滤波电路，适当加大滤波电容和滤波电感；3)合理布置电路走线。根据滤波电容选择要求： （2.31）式中Im一表示最大输出电流U0一表示输出直流电压r表示纹波系数即输出纹波电压的有效值Urmu,与输出直流电压U0之比最小输出电压 30v，开关频率f=25KHz，变换器的输出功率P0=5KVA，效率=0.92，纹波电压V=3V。 计算由（2.32）得滤波电容器，为限制整流滤波输出电压纹波，正确选择电容量是非常重要的。开关电源要求输出整流滤波电容器“短路”逆变器输出电流的所有交流电流成分，因此将流过非

31、常高的有效值电流，要求电容器具有能够承受这个电流的能力；不仅如此，为了尽可能将所有的交流电流分量“短路”要求输出滤波电容器均由尽可能低的ESR，此输出整流滤波电容器将需要极低ESR的“高频低阻”铝电解电容器。选择一般的低阻铝电解电容器实则需要更多数量的才能满性能要求。相对于电容量则不再是选择依据。由于四端电容具有良好的高频特性，为减小电压的脉动分量以及抑制开关尖峰噪声提供了极为有利的手段。高频铝电解电容器还有多芯的形式，即将铝箔分成较短的若干段，用多引出片并联连接以减小容抗中的阻抗成份。并且采用低电阻率的材料作为引出端子，提高了电容器承受大电流的能力。铝电解电容交流纹波电流是否大于上式计算值。

32、温度是影响电解电容寿命的主要因素，最高温度降低10，寿命增加1倍。有效值电流在ESR损耗导致电解电容温升，如果电容上限温度为105，寿命2000小时，环境温度40C，设计寿命5年，在最高平均温度要降低45才能达到这个要求，即允许最高平均温度60C，电解电容的允许温升为60-40=20。C，如果选定电容，外表面面积和ESR就已知，由允许温升和热导就可以求得允许的电容电流。电解电容允许高频电流比低频大，如果不考虑高频效应，计算是保守的。其次，随着温度升高，铝电解电容ESR随温度升高而降低，即高温允许更大的电流有效值，但应注意实际允许温升和温度应与ESR(电流有效值)相对应。如果设计保证寿命最高允许

33、温度为60，而使用的ESR是85的值，而允许的电流有效值刚满足要求，但60时的ESR t985时大，实际温度将超过60，寿命就能达不到预期要求。2.5小结本章主要从主电路采用全桥整流、DCDC移相全桥软开关变换器、副边整流电路采用倍流整流电路等从基本原理进行分析。主要解决移相全桥零电压开关转换器存在着滞后桥臂开关难以零电压开通的问题。分析该问题的根本原因，研究了解决这一问题的诸多方法。重点研究一种新的电路采用倍流整流的拓扑线路。该变换器的优点有效实现滞后桥臂开关管零电压开通和关断，并能够保证负载在很宽的范围内实现全桥开关管零电压开断，2、通过隔离电容反压来实现倍流整流二极管在滞后桥臂关开之前完

34、成换流，有效解决占空比丢失，并能很好的消除电压、电流尖峰。文中还详细讨论了电路的参数设计、占空比的丢失等问题。3、根据IGBT功率自均流特性，采用三组并联变换器提高充电器模块输出功率。第3章主电路磁性元器件设计电力电子技术高频化的发展，电力电子设备步入小型化、轻型化时代。磁性元件电源中作为重要的功能元件，用来实现滤波功能和转换能量，其体积、重量、能量损耗在电器件占有的比例呈现尤为突出。另根据统计，变换器总重的3040一般是磁性元件的重量，体积占总体积的20 o6030，尤其是高频工作的电源，改进磁性能，已经成为电源模块小型、轻型化发展主要制约因素。所以为了提高电源的功率密度、效率和性能品质，不

35、能仅局限于拓扑和软开关技术方面等研究，还需要加大对磁件相关技术进行研究与探索，以满足新型电源发展的需要。其中，磁集成技术研究已经有效减小磁件的体积、重量、损耗以及电源输出纹波【31。31高频变压器的设计高频变压器因工作频率高，因实现初级侧与次级侧的电气隔离，并完成初级侧到次级侧的电压电流转换换。因高频条件下完成转换，磁滞损耗加大也就是铁损增加，同时线圈电阻引起涡流损耗增加也就是铜损加大，如果设计不当必然造成变压器发热严重，甚至烧毁变压器。CDR ZVS PWM全桥变换器工作在电流连续方式，其输入输关系为：Vo=DVin2n，这是该变换器的一个特性。与全桥整流变换器相比，要求输出电压相同情况下该

36、变换器中的隔离变压器变比设计将减小一半。计算副边电压幅值为：其中V0是直流输出电压，V0是输出整流二极管的通态压降。1)选择变比充分考虑高频变压器利用率，尽量减小开关管的电流，降低整流二极管反向电压，所以选择原边与副边变比适当大一点。取最大变压器副边占空比为0.85，则可以计算得出副边电压Vsec min为原副边变比n为为交流输入整流后的最小直流电压。实际K=5。2）开关频率变换器工作频率很大影响最终体积和特性。隔离变压器、输出滤波电感和滤波电容的小型化必然要求提高变换器工作频率，随着变换器快速响应必然导致功率器件开关的损耗加大。在设计电路中采用零电压开关软开关技术，为开关频率大幅度提高创造条

37、件。但开关管关断损耗在实际使用中不可避免，所以不存在绝对零损耗开关。为了控制变压器铁损和铜损，保证变压器很高使用效率，因次，本电路取fs=25KHZ3)选择磁芯根据标准磁芯查询确定选用EE55B型，技术参数主要有磁芯有效面积Ae=328mm，磁芯窗口面积Aw=433mm。磁芯工作磁密最高取Bm=0.12T。4)确定变压器原副边的匝数根据变压器传递的双向矩形脉冲，按以下的公式计算得：式中，Ns为变压器副边匝数。由式(31)(34)，可得：将V0，VD, fs, Ac, Bm代入上式，得：取Ns=27取变压器变比n=5，计算变压器原边匝数得：Np=135 5)确定实际绕组线径考虑高频时集肤效应，按

38、下式计算导线穿透深度：依次代入导线电导率y=58 x1000000m，导线磁导率u=uo=58 x106Hm，实际工作频率fz=25kHz代入上式，得：=0.418mm绕组经计算后选用线径2=0.936mm的铜导线。变压器原边有效电流值最大为，式中，P0mx为最大输出功率；n为变压器效率，设计为094。最后选取导线的电流密度J=3.5Amm，则计算原边导线截面积取：边线圈实际可选用宽度50mm，厚度0.1mm的铜皮进行一股绕制。变压器副边计算电流有效值取最大值为：副边实际使用宽50mm，厚度为0.1mm的铜皮三股绕制。3.2滤波电感的设计由3.1.1节设计，做成一只变压器。测得变压器在25kH

39、z时的漏感为0.46UH功率开关管初步选用IR公司的IRFP450(C,=300pF，tf=44ns)。输出滤波电感可按式(233)计算。考虑到m选取越大，开关管的关断实际损耗减少越小，所以输出电流工作在满载时，最好常数取5-7为宜。实现ZVS时最困难的条件根据滞后开关管状态取通过前面计算电感值为36 aH，考虑损耗实际选取Lf=43uH。由式，并取得时，断续时，也可实现滞后开关管的ZVS所需的条件，超前管就一定能实现ZVS。这样负载在037A10A范围内，所有开关管均能实现。滤波电感()的设计步骤如下：1)选磁芯大小选E133型磁芯，查表得有效面积为Ac=1232mm，知窗口面积为Aw=12

40、7.65mm。2)气隙选择取气隙，然后对绕组匝数进行计算。电感量计算如下列公式：4)计算绕组的线径和股数结合图21发现电感中电流有效值可由下式计算：33小结作为DCDC变换器核心部件的高频变压器和滤波电感，其设计好坏将直接关系影响到变换器运行可靠性、工作效率和质量等技术性能指标。为动车DCDC变换器设计的25 kW高频变压器经过一段时间运行考核，目前未出现因为高频变压器性能质量原因而引起的充电机故障，其设计计算效率(94)与实际实验效率误差很小，能够满足实际工作环境要求。第4章充电机总体设计充电机是高速动车组列车辅助直流供电环节的核心部件，采用40MHz主频的DSP芯片为控制核心，实现先恒流后

41、恒压控制策略，采用了软开关变换、高频变压器隔离等技术。控制具有完善的过流、过压、短路保护功能，同时具有故障存储、在线调试、CAN总线通信等智能化特点，同时要求达到输出稳定、可靠性高的工作性能。第4章充电机总体设计充电机是高速动车组列车辅助直流供电环节的核心部件，采用40MHz主频的DSP芯片为控制核心，实现先恒流后恒压控制策略，采用了软开关变换、高频变压器隔离等技术。控制具有完善的过流、过压、短路保护功能，同时具有故障存储、在线调试、CAN总线通信等智能化特点，同时要求达到输出稳定、可靠性高的工作性能。41充电机技术指标要求额定输入三相电压：AC400V50Hz额定输出电压：DC24V浮充(充

42、满维持)电压：DC294V最大输出电流：570A额定输出功率：15kW输出最大纹波电压：30Vpp效率：-9042充电机总体结构及工作原理充电机的主电路结构原理如图41所示：TB为三相整流桥，IGBT AD组成全桥变换电路，TR为高频变压器，L1L2为输出滤波电感，VDl、VD2为整流二极管，TAl2为输出滤波电感，Tvl为电压传感器。输入电源(400V,50Hz)的三相交流电由动车组的辅助变流器输出到充电机(A、B、C)，在充电机内部，经过三相滤波器(EMI滤波)后送入三相整流桥，通过整流获得中间直流电，然后经过三路并联的IGBT功率变换单元逆变成高频交流电，再经过高频变压器降压，降压后的交

43、流电经过高频二极管整流并经过滤波后输出直流24V在高频变换电路设计中，利用IGBT功率器件自均流特点，采用了三模块并联的模式，每功率变换单元的功率为5KW，从而减小了每个单元器件的容量等级，功率分散，器件散热好，容布置，也减小充电机体积。多模块并联电路，最大的问题是均流问题，由于各模块的部件性能和制造工艺差异，导致模块之间的负荷差异较大，且容易变化，从而导致变流设备性能的不稳定，可靠性差，所以要在部件选择、制造工艺、控制方法等方面加以优化，使各模块之间的负荷差异在10以内。图41充电机主电路结构在功率变换电路中，采用了移相式零电压开关(ZVS)技术和倍流整流技术，通过合理的电路参数设计，由IG

44、BT并联的二极管(DADD)、电容(c,-Cd)、高频变压器(TR)以及滤波电感(L1L2)组成了软开关硬件电路，实现功率器件零电压开通和关断，大大降低了IGBT器件的开关损耗，使功率变换单元能够在25KHz的高频下高效率工作。在功率变换过程中，采用了先整流，后高频逆变，再用高频变压器降压、整流的方案，虽然高频变换电路复杂、控制难度大，但突出优点是整机体积小、重量轻、效率高，并且其变换频率为25KHz，超出了人耳能感受的范围，具有噪音小的优点，高频化的电力电子变换方案，是功率变换电路发展方向。43控制电路结构及工作原理主要包括参数检测、IGBT驱动控制、通信诊断等。核心芯片采用40M主频的TI

45、TMS320LF2407APGGEA DSP控制器，此控制器使用了高性能CMOS技术，使得供电电源电压降到33V，减小控制器工作功耗，采用高达40MIPS的执行速度将指周期缩短为25ns，从而提高了实时控制能力，采用TMS320LF2407DSP控制芯片还能够满足大量计算的需求，DSP还具有精度高、功能齐全、调试灵活等特点。逻辑控制采用四片ALTERA公司生产CPLD逻辑门阵列芯片EPM7032，采用软件编程，便于修改、更新，同时可节省电路开发的费用和时间。功率变换主电路的各种工作过程变量(模拟信号AI)，如：输入输出电压电流、蓄电池充电电流、控制电路电压等，经过电路变换后输入DSP处理器，D

46、SP处理器判断各种过程变量是否正常，如果变量值在规定范围内，则根据充电机输出电压的大小调整PWM脉冲的移相值后输出给功率变换电路的IGBT(此环节为电压闭环控制)。如果过程变量超出安全范围，DSP会关闭驱动脉冲，并将脉冲信号输送给指示灯和列车网络。主电路电器元件(接触器、断路器、温控开关等)的部件工作状态信号(数字开关信号DFDO)经电路变换后输入DSP控制器，DSP将状态信号发送给列车控制系统，并给句情况将部件工作控制信号发送给各个电器元件。通过PC机外接仿真器，来连接控制板的JTAG口，可以完成DSP程序的写入和调试，通过RS232联接，可以完成充电机软件配置表的写入(配置表记录了充电机软

47、件的运行参数，存储在DSP扩充的EEPROM中)，还可以在充电机工作时，进行过程变量的实时读取显示，实现在线路故障诊断。431数字控制器设计控制器系统结构如下：本文使用数字控制器，主控制器采用TI公司DSP控制器中的24X系列TMS320LF2407A芯片，功能模块主要包括：(1)DSP与可编程逻辑器件CPLD相配合用来实现全桥移相软开关驱动；(2)另外功能，如保护电路功能、完成数据采集及外部控制和信号接口等。控制总系统结构如图42所示【25】。432移相控制波形的生成TMS320LF2407A芯片主要包含EVA和EVB两个事件管理器，单个事件管理器又共包含两个通用定时器，定时器GPTl和GP

48、T2受控于事件管理器EVB，定时器GPT2和GPTl受控于事件管理器EVA251。PWM波形产生通过通用定时器完成，任一个通用定时器可以单独提供一路PWM输出通道。获得指定周期指定脉宽的PWM信号的过程是：首先设置通用定时器控制寄存器TxCON确定计数器的计数模式和时钟源：然后根据需要的PWM波形周期设置周期寄存器TxPR；接着装载比较寄存器TxCMPR，确定PWM波形的占空比。通过上述相应的设置即可获得指定周期、指定脉宽的PWM信号。而输出移相波形的关键是让同一事件管理器中的两个通用定时器同步工作，并且在一个通用定时器从零开始计数的时刻，赋予另一个通用定时器计数器不同的初值，初值的大小决定两

49、个通用定时器输出PWM波形的相位关系。本文利用事件管理器EVA的两个通用定时器GPTl和GPT2的同步工作，产生移相波形。带死区的移相控制波形产生过程为了避免因开关器件特别是IGBT器件在关断时电流拖尾造成桥臂瞬时直通所造成的危害，还需要在同侧桥臂的开关器件控制波形中添加死区。因为PLD具有可在线修改能力，可在PCB电路完成后随时修改设计，而不必改动硬件电路，因此本文采用ALTERA公司的EPM7000S系列的CPLD芯片，通过编程生成控制波形的死区。44蓄电池的充电策略充电机根据蓄电池的电量百分比确定充电模式，总的充电策略是先恒流再恒压的模式如图43所示，在恒流模式下，充电电流限制在92A(

50、02C，C为电池容量)。恒压模式下充电电压为294V(20)图三为充电机在蓄电池温度为20时的VI特性，考虑了做大输出总输出电量及蓄电池充电电量。蓄电池温度的检测依靠蓄电池中传感器PTl00完成。充电机的输出电压根据蓄电池的温度变化，采取温度补偿措施(如图44所示)，0。C-50。C温度范围内补偿，蓄电池温度增加1度，充电电压就减小60mv，超过050范围，充电电压为常数(276V)。45数据采样及滤波为了确保控制板与系统主电路的信号隔离，数据采 样电路上采用与霍尔电压传感器和霍尔电流传 感器接口，确保采样 输入电路的信 号与采 样输出信号的完全隔离。TMS320LF2407A芯 片 内部集成

51、了10位精 度的 带内置采样保持的模数转换模块(ADC)。根据系统的技术要求，10位AD C的精度可以满足电压的分辨率、电流的分辨率的控制要求，因此本文直接利用控制芯片内部集成的ADC，就可满足控制精度。另外，该10位ADC是高速ADC，最小转换时间可达蛰J500 11$，也满足控制对采样周期要求。为了提高ADC数字采样的精度，减少软件滤波的工作量，设计了低通滤波器对电压和电 流 的 信 号 进行处理， 以消 除高频 信号 的干扰以及线路以及空间的干扰。46充电机模块内部保护功能充电机电源实际运行过程中，对于其发生的一些不正常状态，如全桥电路功率管击穿导致直流母线短路；输出负载故障造成一些短路和过流、散热器器件出现过热等现象，都需要增加保护装置使以控制。在设计过程中，利用YDSP自配保护功能通过引脚PDPINT对异常状态进行实时检测并按照预设置保护程序进行处理，保证整个运行系统可靠安全。