电力电子技术第7章 pwm控制技术（ 精品）

1、1 第6章 PWM控制技术 2 第6章 PWM控制技术 引 言 PWM (Pulse Width Modulation)控制就是 脉宽调制技术脉宽调制技术：即通过对一系列脉冲的宽度 进行调制，来等效的获得所需要的波形（含 形状和幅值)。 第3、4章已涉及到PWM控制，第3章直流斩直流斩 波电路波电路采用的就PWM技术；第4章的4.1斩控斩控 式调压电路式调压电路和4.4矩阵式变频电路矩阵式变频电路都涉及到了。 3 第6章 PWM控制技术 引 言 PWM控制的思想源于通信技术，全控型器件的发 展使得实现PWM控制变得十分容易。 PWM技术的应用十分广泛，它使电力电子装置的 性能大大提高，因此它在

2、电力电子技术的发展史 上占有十分重要的地位。 PWM控制技术正是有赖于在逆变电路逆变电路中的成功应 用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。 现在使用的各种逆变电路都采用了PWM技术，因 此，本章和第5章（逆变电路）相结合，才能使我 们对逆变电路有完整地认识。 4 6.1 PWM控制的基本思想 1）重要理论基础面积等效面积等效 原理原理 冲量冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的 环节上时，其效果基本相同效果基本相同。 冲量冲量窄脉冲的面积 效果基本相同效果基本相同环节的输出响应波形基本相同 图6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲 d)单位脉冲函数 f (t) d (t) tO a)矩形

3、脉冲b)三角形脉冲c)正弦半波脉冲 tOtOtO f (t)f (t)f (t) 5 6.1 PWM控制的基本思想 b) 图6-2 冲量相等的各 种窄脉冲的响应波形 具体的实例说明 “面积等效原理面积等效原理” a） e (t)电压窄脉冲， 是电路的输入 。 i (t)输出电流，是 电路的响应。 6 O u t SPWM波 6.1 PWM控制的基 本思想 O u t 如何用一系列等幅不等宽的脉冲等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波 O u t 7 6.1 PWM控制的基本思想 O u t 若要改变等效输出正弦 波幅值，按同一比例改 变各脉冲宽度即可。 O u t SPWM波 O u t 如何用一

4、系列等幅不等宽的脉冲等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波 O u t 8 6.1 PWM控制的基本思想 O wt U d -U d 对于正弦波的负半周，采取同样的方法，得到PWM 波形，因此正弦波一个完整周期的等效PWM波为： O wt U d - U d 根据面积等效原理，正弦波还可等效为下图中的PWM 波，而且这种方式在实际应用中更为广泛。 9 6.1 PWM控制的基本思想 等等幅幅PWM波波 输入电源是恒定直流 第3章的直流斩波电路 6.2节的PWM逆变电路 6.4节的PWM整流电路 不等幅不等幅PWM波波 输入电源是交流或不是 恒定的直流 4.1节的斩控式交流调压电路 4.4节的矩阵式变

5、频电路 O wt Ud -Ud U o t 2) PWM波形 10 6.1 PWM控制的基本思想 PWM波大部分是电压波，也有电流波。 电流型逆变电路进行PWM控制，得 到的就是 PWM电流波。 PWM波可等效的各种波形 直流斩波电路 直流波形 SPWM波 正弦波形 等效成其他所需波形，如: l 所需波形 l 等效的PWM波 0s5m s 10m s 15m s20m s 25m s30m s -20V 0V 20V 11 6.2 PWM逆变电路及其控 制方法 目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技 术。 逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场 合。 本节内容构成了本章的主体。 PWM逆变

6、电路也可分为电压型电压型和电流型电流型两种， 目前实用的PWM逆变电路几乎都是电压型电 路。 12 6.2 PWM逆变电路及其控 制方法 13 6.2.1 计算法和调制法 1）计算法 根据正弦波频率、幅值和半周期内的脉冲数，准 确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变 电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形。 本法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位 变化时，结果都要变化。 14 6.2.1 计算法和调制法 工作时V1和V2通断互补，V3 和V4通断也互补。 以uo正半周为例，V1通，V2 断，V3和V4交替通断。 负载电流比电压滞后，在电 压正半周，电流有一段区间 为正，一段区间为

7、负。 负载电流为正的区间，V1和 V4导通时，uo等于Ud 。 2）调制法 图64 单相桥式PWM逆变电路 结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明 (1) 电路工作原理 15 6.2.1 计算法和调制法 图64 单相桥式PWM逆变电路 V4关断时，负载电流通过 V1和VD3续流，uo=0 负载电流为负的区间， V1和V4仍导通，io为负， 实际上io从VD1和VD4流 过，仍有uo=Ud 。 V4关断V3开通后，io从V3 和VD1续流，uo=0。 uo总可得到Ud和零两种 电平。 uo负半周，让V2保持通， V1保持断，V3和V4交替通 断，uo可得-Ud和零两种 电平。 16

8、6.2.1 计算法和调制法 (2）调制原理 uur正半周正半周，V1保持通通，V2保持断断。 当uruc时使V4通，V3断， uo=Ud 。 当uruc时时，给V1和V4导通信号，给V2 和V3关断信号。 如如io0，V1和V4通，如io0，VD1和 VD4通， uo=Ud 。 当当uruc时时，给V2和V3导通信号，给V1 和V4关断信号。 如如io0，VD2和 VD3通，uo=-Ud 。 图6-6 双极性PWM控制方式波形 uruc u O wt O wt uouof uo Ud -Ud 和单极性PWM控制方式对应，也是 在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。 18 6.2.1 计算法

9、和调制法 图6-5 双极性PWM控制方式波形 u r u c u O wt O wt u o u ofu o U d -U d 图6-5 单极性PWM控制方式波形 uruc u O wt O wt uo uof uo Ud -Ud 对照上述两图可以看出，单相桥式电路既可采取单 极性调制，也可采用双极性调制，由于对开关器件通断 控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。 19 6.2.1 计算法和调制法4）双极性PWM控制方式（三相桥逆变）（三相桥逆变） 图6-7 三相桥式PWM型逆变电路 三相的PWM控制 公用三角波载波uc 三相的调制信号urU、 urV和urW依次相差 120 20 6

10、.2.1 计算法和调制法 u c urUurVu rW u u UN u VN uWN uUN u UV U d - U d O ?t O O O O O ?t ?t ?t ?t ?t 2 U d ? 2 Ud 2 Ud ? 2 Ud 2 Ud 3 Ud 3 2 Ud 图6-7 三相桥式PWM型逆变电路 图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形 下面以U相为例分析控制规律控制规律： 当urUuc时，给V1导通信号， 给V4关断信号，uUN=Ud/2。 当urUuc时，给V4导通信号， 给V1关断信号，uUN=-Ud/2。 当给V1(V4)加导通信号时，可 能是V1(V4)导通，也可能是 VD1(V

11、D4)导通。 uUN、uVN和uWN的PWM波形 只有Ud/2两种电平。 uUV波形可由uUN-uVN得出，当 1和6通时，uUV=Ud，当3和4通 时，uUV=Ud，当1和3或4和6 通时，uUV=0。 21 6.2.1 计算法和调制法 u c urUurVu rW u u UN u VN uWN uUN u UV U d - U d O ?t O O O O O ?t ?t ?t ?t ?t 2 U d ? 2 Ud 2 Ud ? 2 Ud 2 Ud 3 Ud 3 2 Ud 图6-7 三相桥式PWM型逆变电路 图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形 输出线电压PWM波由Ud和 0三种电平构成

12、 负载相电压PWM波由 (2/3)Ud、(1/3)Ud和0 共5种电平组成。 防直通的死区时间 同一相上下两臂的驱动信号互补， 为防止上下臂直通而造成短路， 留一小段上下臂都施加关断信号 的死区时间。 死区时间的长短主要由开关器件 的关断时间决定。 死区时间会给输出的PWM波带来 影响，使其稍稍偏离正弦波。 22 6.2.1 计算法和调制法 5）特定谐波消去法 (Selected Harmonic Elimination PWM SHEPWM) 这是计算法中一种较有代 表性的方法。 输出电压半周期内，器件 通、断各3次（不包括0和 ），共6个开关时刻可控。 为减少谐波并简化控制， 要尽量使波形

13、对称。 图6-9 特定谐波消去法的输出PWM波形 O wt uo Ud -Ud 2p p a1 a2 a3 23 6.2.1 计算法和调制法 首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称， 即 (6-1)()(pwwtutu 其次，为消除谐波中余弦项，应使波形在正半周期 内前后1/4周期以/2为轴线对称 (6-2)()(tutuwpw 同时满足式（6-1）、（6-2）的波形称为四分之一周 期对称波形，用傅里叶级数表示为 (6-3) 式中，an为 , 5 , 3 , 1 sin)( n n tnatuww 2 0 dsin)( 4 p www p ttntuan 24 6.2.1 计算法和调制

14、法 图6-9，能独立控制a a1、a a 2和a a 3共3个时刻。该波形的an 为 式中n=1,3,5, )cos2cos2cos21( 2 d)sin 2 (dsin 2 d)sin 2 (dsin 2 4 321 2 0 3 3 2 2 1 1 aaa p wwww wwww p p a a a a a a nnn n U ttn U ttn U ttn U ttn U a d dd dd n O wt uo Ud -Ud 2p p a1 a2 a3 先确定a1的值，再 令两个不同的两个不同的 an=0(n=3,5,7)， 就可建三个方程， 联立求得a1、a2 和a3 。 图6-9 特定

15、谐波消去法的输出PWM波形 25 消去两种特定频率的谐波 6.2.1 计算法和调制法 在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相 互抵消。 可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程： 给定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1变，a1、a2和a3也相 应改变。 0)7cos27cos27cos21 ( 7 2 0)5cos25cos25cos21 ( 5 2 )cos2cos2cos21 ( 2 321 d 7 321 d 5 321 d 1 aaa p aaa p aaa p U a U a U a （65） 26 6.2.1 计算法和调制法 一般在输出电压半周期内，器件通、断各k次，

16、 考虑到PWM波四分之一周期对称，k个开关 时刻可控，除用一个自由度控制基波幅值外， 可消去k1个频率的特定谐波。 k的取值越大，开关时刻的计算越复杂。 除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法， 在6.3节介绍。 27 6.2.2 异步调制和同步调 制 v根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况， PWM调制方式分为异步调制异步调制和同步调制同步调制。 通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的 在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也 不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期 的脉冲也不对称。 当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产 生的不

17、利影响都较小。 当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不 对称的影响就变大。 载波比载波比载波频率fc与调制信号频率fr之比，N= fc / fr 1） 异步调制异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式 28 6.2.2 异步调制和同步调 制 2） 同步调制同步调制 载波信号和调制信号保持同步的调制方式，当变频时 使载波与信号波保持同步，即N等于常数。 uc urUurVurW u uUN uVN O t t t t O O O uWN 2 Ud 2 Ud 图6-10 同步调制三相PWM波形 基本同步调制方式，fr变化 时N不变，信号波一周期内 输出脉冲数固定。 三相电路中公

18、用一个三角 波载波，且取N为3的整数 倍，使三相输出对称。 为使一相的PWM波正负半 周镜对称，N应取奇数。 fr很低时，fc也很低，由调 制带来的谐波不易滤除。 fr很高时，fc会过高，使开 关器件难以承受。 29 6.2.2 异步调制和同步调 制 3）分段同步调制分段同步调制 异步调制和同步调制的综合应用。 把整个fr范围划分成若干个频段， 每个频段内保持N恒定，不同频 段的N不同。 在fr高的频段采用较低的N，使 载波频率不致过高；在fr低的频 段采用较高的N，使载波频率不 致过低。这样f c大约在1.4 2.0kHz之间。 0 0.4 0.8 1.2 1.6 2.0 2.4 10203

19、04050607080 201 147 99 69 45 33 21 图6-11 fr /Hz fc /kHz 为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。 同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。 图图6-11 6-11 分段同步调制分段同步调制 方式举例方式举例 另外，可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换 到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式 效果接近。 30 6.2.3 规则采样法 1）自然采样法： 按照SPWM控制的基本原理， 在正弦波和三角波的交点时刻 生成的PWM波的方法，其求解 复杂，工程应用不多。 uc u O t ur Tc AD

20、 B Ot uo tAtDtB dd d 2 d 2 d 图6-12 规则采样法 2）规则采样法 工程实用方法，效果接近自 然采 样法，计算量小得多。 31 6.2.3 规则采样法 三角波两个正峰值之间为一 个采样周期Tc 。 自然采样法中，脉冲中点不 和三角波(负峰点)重合。 规则采样法使两者重合，使 计算大为简化。 如图所示确定A、B点，在tA 和tB时刻控制开关器件的通 断。 脉冲宽度d 和用自然采样法 得到的脉冲宽度非常接近。 l 规则采样法原理原理 uc u O t ur Tc AD B Ot uo tAtDtB dd d 2 d 2 d 图6-12 规则采样法 32 6.2.3 规

21、则采样法 l规则采样法计算公式推导 正弦调制信号波tau r sin r w 三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度 )sin1 ( 42 1 Dr c c ta T Twdd (6-7) a称为调制度调制度，0a1； wr为信号波角频率 从图6-12得, 2/ 2 2/ sin1 c Dr T ta d w )sin1 ( 2 Dr c ta T wd (6-6) uc u O t ur Tc AD B Ot uo tAtDtB dd d 2 d 2 d 图6-12 规则采样法 33 6.2.3 规则采样法 3）三相桥逆变电路三相桥逆变电路的情况 三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差120 同

22、一三角波周期内三相的脉宽分别为dU、dV和dW，脉 冲两边的间隙宽度分别为dU、d V和d W，同一时刻三 相调制波电压之和为零，由式(6-6)得 由式(6-7)得 2 3 c WVU T ddd 4 3 c W V U T ddd 利用以上两式可简化三相SPWM波的计算 (6-8) (6-9) 34 6.2.4 PWM逆变电路的谐波 分析 使用载波对正弦信号波调制，会产生和载波有 关的谐波分量。 谐波频率和幅值频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重 要指标之一。 分析以双极性双极性SPWM波形为准。 同步调制可看成异步调制的特殊特殊情况，故只分 析异步调制方式。 分析方法 以载波周期为基础，

23、再利用贝塞尔函数贝塞尔函数推导出PWM 波的傅里叶级数傅里叶级数表达式。 尽管分析过程复杂，但结论简单而直观(见频谱图)。 35 6.2.4 PWM逆变电路的谐 波分析 c +kr) 角频率 (nw w 1 0 02+ - 123 4+ - 02+ - 4+ - 01+ - 3+ - 5+ - 谐波振幅 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 k n a=1.0 a=0.8 a=0.5 a=0 图6-13，不同a时单 相桥式PWM逆变电路 输出电压频谱图。 1）单相的分析结果 谐波角频率为: 10)-(6 rc wwkn 式中，n=1,3,5,时，k=0,2,4, ； n=2,

24、4,6,时，k=1,3,5, PWM波中不含低次谐波，只含wc 、2wc 、3wc及其附近 的谐波，幅值最高影响最大的是角频率wc的谐波分量。 图6-13 单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图 36 6.2.4 PWM逆变电路的谐 波分析 2）三相的分析结果 输出线电压中的谐波 角频率为 11)-(6 rc wwkn 式中，n=1,3,5,时，k=3(2m1)1，m=1,2,； n=2,4,6,时， 。 ,2,116 ,1 ,016 mm mm k l 图6-14，不同a时三相 桥式PWM逆变电路输 出电压频谱图。 公用载波信号时的情 况。 1 0 02+ - 123 4+ - 02+ - 4

25、+ - 01+ - 3+ - 5+ - 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 k n a=1.0 a=0.8 a=0.5 a=0 角频率 (n wc +kwr) 图6-14 三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图 谐波振幅 37 6.2.4 PWM逆变电路的谐 波分析 三相和单相比较，共同点是都不含低次谐波， 一个较显著的区别是载波角频率wc整数倍的谐 波没有了，谐波中幅值较高的是是wc2wr和 2wcwr。 SPWM波中谐波主要是角频率为wc、2wc及其 附近的谐波，很容易滤除。 当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组 成：一部分是对信号波本身进行谐波分析所得 的结果，另一部分是

26、由于信号波对载波的调制 而产生的谐波。后者的谐波分布情况和SPWM 波的谐波分析一致。 谐波分析小结 38 6.2.5 提高直流电压利用率和减少 开关次数 直流电压利用率直流电压利用率逆变电路输出交流电压基 波最大幅值U1m和直流电压Ud之比。 提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力。 减少器件的开关次数可以降低开关损耗。 正弦波调制的三相PWM逆变电路，调制度a为1 时，输出线电压的基波幅值为 ，直流 电压利用率为0.866，实际还更低。 梯形波调制方法的思路 采用梯形波作为调制信号，可有效提高直流电压利 用率。 当梯形波幅值和三角波幅值相等时，梯形波所含的 基波分量幅值更大。 d U)

27、2/ 3( 39 uc urUurVurW u uUN O wt O wt O wt O wt uVN uUV 6.2.5 提高直流电压利用率和减少 开关次数 图6-15 梯形波为调制信号的PWM控制 1）梯形波调制方法的原理及波形 梯形波的形状用三角化率三角化率 s =Ut/Uto描述，Ut为以横轴为底时 梯形波的高，Uto为以横轴为底边 把梯形两腰延长后相交所形成的 三角形的高。 s =0时梯形波变为矩形波，s =1 时梯形波变为三角波。 梯形波含低次谐波，PWM波含同 样的低次谐波。 低次谐波（不包括由载波引起的 谐波）产生的波形畸变率为d 。 40 梯形波调制的缺点：输出波形中含5次、

28、7次等低次谐波 6.2.5 提高直流电压利用率和减少 开关次数 图6-16，d 和U1m /Ud随 s 变化的情况。 图6-17，s 变化时各次谐波分量幅 值Unm和基波幅值U1m之比。 U ,d 00.81.0 d 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1m Ud Ud U1m 图6-16 s 变化时的d 和直流电压利用率 s s = 0.4时，谐波含量也较少， 约为3.6%，直流电压利 用率为1.03，是正弦波调制时的1.19倍，综合效果较好。 d U 0.81.0 s 5wr 0 0.1 0.2 7wr 11wr 13wr U 1m mn 图

29、6-17 s 变化时的各次谐波含量 41 2）线电压控制方式 6.2.5 提高直流电压利用率和减少 开关次数 u uc r1 u O wt urur1 u O wt ur3 图6-18 叠加3次谐波的调制信号 对两个线电压进行控制，适当地利用多 余的一个自由度来改善控制性能。 目标使输出线电压不含低次谐波的 同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量 减少器件开关次数。 直接控制手段仍是对相电压进行控制， 但控制目标却是线电压 相对线电压控制方式，控制目标为相电 压时称为相电压控制方式相电压控制方式。 鞍形波的基波分量幅值大。 除叠加3次谐波外，还可叠加其他3倍频的信号，也可叠加直流分量， 都不会影

30、响线电压。 叠加三次 谐波 在相电压调制信号中叠加3次谐波，使之 成为鞍形波，输出相电压中也含3次谐波。 合成线电压时，3次谐波相互抵消，线电 压为正弦波。 42 6.2.5 提高直流电压利用率和减少 开关次数 3）线电压控制方式举例 （叠加（叠加3倍次谐波和直流分量）倍次谐波和直流分量） 叠加up，它既包含3倍次谐波，也包含 直流分量，up大小随正弦信号的大小而 变化。 设三角波载波幅值为1，三相调制信号 的正弦分量分别为urU1、urV1和urW1， 并令 (6-12) 则三相的调制信号分别为 prW1rW prV1rV prU1rU uuu uuu uuu 1),min( rW1rV1r

31、U1p uuuu 图 6-19 ucurU 1urV 1urW 1 u uU N U d -U d O t O urUurVurWuc O t O O O O t t t t t uV N uW N uU V u 1 -1 1 -1 -0.5 uP 2 Ud 2 Ud 图6-19 线电压控制方式举例 43 不论urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW总有 1/3周期的值和三角波负峰值相等。在这1/3周期中，不对 调制信号值为-1的相进行控制，只对其他两相进行控制， 这种控制方式称为两相控制方式两相控制方式 。 优点 （1）在1/3周期内器件不动作，开关损耗减少1/3。 （

32、2）最大输出线电压基波幅值为Ud，直流电压利用率 提高。 （3）输出线电压不含低次谐波，优于梯形波调制方式。 缺点 控制复杂 44 6.2.6 PWM逆变电路的多重 化 l PWM多重化逆变电路，一般目的：提高等效开关频率、 减少开关损耗、减少和载波有关的谐波分量 l PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方 式 利用电抗器联接的二重PWM逆变电路（图6-20，图 6-21) 图6-20 二重PWM型逆变电路 两个单元逆变电路的载波信号 相互错开180 输出端相对于直流电源中点N 的电压uUN=(uU1N+uU2N)/2, 已变为单极性PWM波 45 6.2.6 PWM逆变电路的多重

33、 化 输出线电压共有0、 (1/2)Ud、Ud五个电平， 比非多重化时谐波有所减少。 电抗器上所加电压频率为载 波频率，比输出频率高得多， 只要很小的电抗器就可以了。 输出电压所含谐波角频率仍 可表示为nwc+kwr，但其中n 为奇数时的谐波已全被除去， 谐波最低频率在2wc附近， 相当于电路的等效载波频率 提高一倍。 图6-21 Ud -Ud O urUurVuc2uc1 wt uUV u O wt O wt O wt O wt O wt uU1N uU2N uUN uVN 2 Ud 2 Ud 图6-21 二重PWM型逆变电路输出波形 46 6.3 PWM跟踪控制技术 PWM波形生成的第三种

34、方法跟踪控制方法跟踪控制方法。 把希望输出的波形作为指令信号，把实际波形作为 反馈信号，通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路 各开关器件的通断，使实际的输出跟踪指令信号 变化。 常用的有滞环比较方式滞环比较方式和三角波比较方式三角波比较方式。 47 6.3 PWM跟踪控制技术 48 6.3.1 滞环比较方式 1) 采用滞环比较方式的PWM电路跟踪控制。 tO i ii* +D Ii* -D Ii* 图6-23 滞环比较方式的指令 电流和输出电流 图6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例 基本原理基本原理 把指令电流i*和实际输出电流i的偏 差i*-i作为滞环比较器的输入。 V1（或VD1）通时，

35、i增大 V2（或VD2）通时，i减小 通过环宽为2DI的滞环比较器的控 制，i就在i*+D DI和i*-D DI的范围内， 呈锯齿状地跟踪指令电流i*。 参数的影响参数的影响 环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差 大；环宽过窄时，跟踪误差小，但开 关频率过高，开关损耗增大。 L大时，i的变化率小，跟踪慢； L小时，i的变化率大，开关频率过高。 滞环 环宽 电抗器L的作用 49 6.3.1 滞环比较方式2) 三相的情况 图6-25 三相电流跟踪型PWM 逆变电路输出波形 图6-24 三相电流跟踪型 PWM逆变电路 50 6.3.1 滞环比较方式 3) 采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有 如

36、下特点特点。 （1）硬件电路简单。 （2）实时控制，电流响应快。 （3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波。 （4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流 中高次谐波含量多。 （5）属于闭环控制，是各种跟踪型PWM变流电路的共 同特点。 51 6.3.1 滞环比较方式4) 采用滞环比较方式实现电压跟踪控制 把指令电压u*和输出电压u进行比较，滤除偏差信号中 的谐波，滤波器的输出送入滞环比较器，由比较器输 出控制开关器件的通断，从而实现电压跟踪控制。 图6-26 电压跟踪控制电路举例 52 6.3.1 滞环比较方式 和电流跟踪控制电路相比，只是把指令和反馈信号从 电流变为电压。 输

37、出电压PWM波形中含大量高次谐波，必须用适当的 滤波器滤除。 u u* *=0=0时，输出电压u u为频率较高的矩形波，相当于一 个自励振荡电路。 u*为直流信号时，u u产生直流偏移，变为正负脉冲宽度 不等，正宽负窄或正窄负宽的矩形波。 u u* *为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频 率，从u u中滤除由器件通断产生的高次谐波后，所得的 波形就几乎和u u* * 相同，从而实现电压跟踪控制。 53 6.3.2 三角形比较方式 负 载 + - iU i*U + - iV i*V + - iW i*W Ud C+ - C+ - C+ - 三相三角波 发生电路 A A A (1) 基本原

38、理 不是把指令信号和三角波直接进行 比较，而是通过闭环来进行控制。 把指令电流i i* *U U、i i* *V V和i i* *W W和实际输出 电流i iU U、i iV V、i iW W进行比较，求出偏差， 通过放大器A放大后，再去和三角波 进行比较，产生PWM波形。 放大器A通常具有比例积分特性或比 例特性，其系数直接影响电流跟踪 特性。 (2) 特点 开关频率固定，等于载波频率，高频滤波器设计方便。 为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波载波。 和滞环比较控制方式相比，这种控制方式输出电流所含的谐波少。 图6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路 54 6.3.2 三角形比较

39、方式 不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟。 v以固定采样周期对指令信号和被控制变量进行采样，根据 偏差的极性来控制开关器件通断。 在时钟信号到来的时刻， 如i i i i* *，V1断，V2通，使I I 减小。 每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差 减小。 采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟频率的 1/2。 和滞环比较方式相比，电流控制误差没有一定的环宽，控 制的精度低一些。 (3) 除上述两种比较方式外，还有定时比较方式定时比较方式。 55 6.4 PWM整流电路及其控 制方法 实用的整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流。 晶闸管相控整流电路：输入电流滞后于电压

40、，且其中谐 波分量大，因此功率因数很低。 二极管整流电路：虽位移因数接近1，但输入电流中谐 波分量很大，所以功率因数也很低。 把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，就形成 了PWM整流电路整流电路。 控制PWM整流电路，使其输入电流非常接近正弦波，且 和输入电压同相位，功率因数近似为1，也称单位功率单位功率 因数变流器因数变流器，或高功率因数整流器高功率因数整流器。 56 6.4 PWM整流电路及其控 制方法 57 1单相PWM整流电路 图6-28 单相PWM整流电路 6.4.1 PWM整流电路的工 作原理 vPWM整流电路也可分为电压型和电流型两大类，目前 电压型的较多。 半桥电路直流

41、侧电容必须由两 个电容串联，其中点和交流电源 连接。 单相半桥电路 交流侧电感Ls包括外接电抗器 的电感和交流电源内部电感，是 电路正常工作所必须的。 全桥电路直流侧电容只要一个就 可以。 单相全桥电路 c 58 6.4.1 PWM整流电路的工 作原理 (1)单相全桥单相全桥PWM整流电路整流电路的工作原理 按正弦信号波和三角波相比较 的方法对图6-28b中的V1V4进 行SPWM控制，就可以在桥的 交流输入端AB产生一个SPWM 波uAB。 uAB中含有和正弦信号波同频率 且幅值成比例的基波分量，以 及和三角波载波有关的频率很 高的谐波，不含有低次谐波。 由于Ls的滤波作用，谐波电压只使is

42、产生很小的脉动。 当正弦信号波频率和电源频率相同时，is也为与电源频率相同的 正弦波。 us一定时，is幅值和相位仅由uAB中基波uABf的幅值及其与us的相 位差决定。 改变uABf的幅值和相位，可使is和us同相或反相，is比us超前90， 或使is与us相位差为所需角度。 c 59 6.4.1 PWM整流电路的工 作原理 图6-29 PWM整流电路的运行方式向量图 a)整流运行b)逆变运行 c)无功补偿运行 d) 超前角为j d j Us UL UR UAB Is d Us UR UAB Is UL d Us UR UAB Is UL d Us UR UAB Is UL I s 60 6

43、.4.1 PWM整流电路的工 作原理 b)逆变运行 d Us UR UAB Is UL a)整流运行 d Us UL UR UAB Is a： 滞后 相角d ， 和 同相，整流状态整流状态， 功率因数为1。PWM整流电 路最基本的工作状态。 U AB s U I s s U b： 超前 相角d ， 和 反相，逆变状态， 说明PWM整流电路可实现 能量正反两个方向的流动， 这一特点对于需再生制动 的交流电动机调速系统很 重要。 U AB s U I s s U 61 6.4.1 PWM整流电路的工 作原理 c)无功补偿运行 d Us UR UAB Is UL d) 超前角为j j d Us UR

44、 UAB Is UL c： 滞后 相角d， 超前 90，电路向 交流电源送出无功功率， 这时称为静止无功功率静止无功功率 发生器发生器（Static Var GeneratorSVG）。 U AB s U I s s U d：通过对 幅值和相位 的控制，可以使 比 超前或滞后任一角度j 。 U AB s U I s 62 6.4.1 PWM整流电路的工 作原理 (2)对单相全桥单相全桥PWM整流电路整流电路工作原理的进一步说明 整流状态下整流状态下: us 0时时，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分 别组成两个升压斩波电路，以（V2、VD4、VD1、Ls）为例。

45、us 0时时，（V1、VD3、VD2、 Ls）和（V4、VD2、VD3、Ls） 分别组成两个升压斩波电路。 电压型PWM整流电路是升压整流电路，输出直流电压可 从交流电源电压峰值附近向高调节，不宜向低调节。 63 6.4.1 PWM整流电路的工 作原理 2三相PWM整流电路 三相桥式PWM整流电路，是最基本的PWM整流电路之一，应用 最广。 工作原理和前述的单相全 桥电路相似，只是从单相 扩展到三相。 进行SPWM控制，在交流 输入端A、B和C可得 SPWM电压，按图6-29a 的相量图控制，可使i ia a、i ib b、 i ic c为正弦波且和电压同相， 功率因数近似为1。 和单相相同，

46、该电路也可 工作在逆变运行状态及图c 或d的状态。 图6-30 三相桥式PWM整流电路 负载 64 6.4.2 PWM整流电路的控 制方法 1) 间接电流控制 间接电流控制也称为相位和幅值控制相位和幅值控制。 按图6-29a（逆变时为图6-29b）的相量关系来控制整流桥交流输入 端电压，使得输入电流和电压同相位，从而得到功率因数为1的控 制效果。 图6-31，间接电流控间接电流控 制系统的结构图制系统的结构图 图中的PWM整流 电路为图6-30的 三相桥式电路 控制系统的闭环 是整流器直流侧 电压控制环。 有多种控制方法，根据有没有引入电流反馈引入电流反馈可分为两种 间接电流控制间接电流控制、

47、直接电流控制直接电流控制。 图6-31 间接电流控制系统结构 65 6.4.2 PWM整流电路的控 制方法 从整流运行向逆变运行转换 首先负载电流反向而向C充电，ud抬高，PI调节器出现负偏差， id减小后变为负值，使交流输入电流相位和电压相位反相，实现 逆变运行。 稳态时，ud和 仍然相等，PI调节器输入恢复到零，id为负值， 并与逆变电流的大小对应。 控制原理 * d u 图6-31 间接电流控制系统结构 结合图631进行说明。 66 6.4.2 PWM整流电路的控 制方法 控制系统中其余部分的工作原理 图中上面的乘法器是id分别乘以和a、b、c三相相电压同相位的正弦 信号，再乘以电阻R，得到各相电流在Rs上的压降uRa、uRb和uRc。 图中下面的乘法器是id分别乘以比a、b、c三相相电压相位超前/2 的余弦信号，再乘以电感L的感抗，得到各相电流在电感Ls上的压 降uLa、uLb和uLc。 各相电源相电压ua、ub、uc分别减去前面求得的输入电流在电阻R和 电感L上的压降，就可得到所需要的交流输入端各相的