第三章电机拖动

1、n转速、电流反馈控制直流调速系统组成及其静特性；n转速、电流反馈控制直流调速系统的数学模型和动态过程分析；n转速、电流反馈控制直流调速系统的设计内容提要内容提要转速、电流反馈控制直流调速系统转速、电流反馈控制直流调速系统第第 3 章章2. 理想的起动过程b) 理想的快速起动过程IdLntIdOIdma) 带电流截止负反馈的单闭环调速系统图3-1 直流调速系统起动过程的电流和转速波形IdLntIdOIdmIdcr3.1 转速、电流反馈控制直流调速系统转速、电流反馈控制直流调速系统 的组成及其静特性的组成及其静特性1. 问题的提出 TGnASRACRU*n+-UnUiU*i+-UcTAM+-UdI

2、dUPEL-MTG+图3-2 转速、电流反馈控制直流调速系统原理图 内环内环外外 环环3.1.1 转速、电流反馈控制直流调速系统的组成转速、电流反馈控制直流调速系统的组成 为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌套（或称串级）联接如下图所示。1. 系统稳态结构图图3-3 双闭环直流调速系统的稳态结构图转速反馈系数; 电流反馈系数 Ks 1/CeU*nUcIdEnUd0Un+-ASR+U*i- R ACR-UiUPE3.1.2 稳态结构图和参数计算稳态结构图和参数计算 限幅电路二极管钳位的外限幅电路C1

3、R1R0RlimVD1VD2限幅电路（续） 稳压管钳位的内限幅电路R1C1VS1VS2R0Rlim 存在两种状况：n饱和输出达到限幅值 当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和；换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系，相当于使该调节环开环。不饱和输出未达到限幅值 当调节器不饱和时，PI调节器工作在线性调节状态，PI 作用使输入偏差电压U在稳态时总是零。系统静特性实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。 双闭环直流调速系统的静特性如图所示，图3-4 双闭环直流调速

4、系统的静特性 n0IdIdmIdNOnABC（1）转速调节器不饱和di*i0n*nIUUnnUU式中， 转速和电流反馈系数。由第一个关系式可得 0*nnUn从而得到上图静特性的CA段。 (3-1) n 静特性的水平特性 与此同时，由于ASR不饱和，U*i U*im，从上述第二个关系式可知: Id Idm。 这就是说， CA段静特性从理想空载状态的 Id = 0 一直延续到 Id = Idm ，而 Idm 一般都是大于额定电流 IdN 的。这就是静特性的运行段，它是水平的特性。 （2） 转速调节器饱和 这时，ASR输出达到限幅值U*im ，转速外环呈开环状态，转速的变化对系统不再产生影响。双闭环

5、系统变成一个电流无静差的单电流闭环调节系统。稳态时 dm*imdIUI式中，最大电流 Idm 是由设计者选定的，取决于电机的容许过载能力和拖动系统允许的最大加速度。(3-2) n 静特性的垂直特性 式（3-2）所描述的静特性是上图中的AB段，它是垂直的特性。 这样的下垂特性只适合于 n n0 ，则Un U*n ，ASR将退出饱和状态。 静特性的特点n双闭环调速系统的静特性在负载电流小于Idm时表现为转速无静差，这时，转速负反馈起主要调节作用。n当负载电流达到 Idm 后，转速调节器饱和，电流调节器起主要调节作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。n 这就是采用了两个PI调节器分别形成

6、内、外两个闭环的效果。2. 各变量的稳态工作点和稳态参数计算各变量的稳态工作点和稳态参数计算 双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不饱和时，各变量之间有下列关系 0n*nnnUUdLdi*iIIUUsdL*nesdesd0c/KRIUCKRInCKUU(3-3) (3-5) (3-4) 上述关系表明，在稳态工作点上， 转速 n 是由给定电压U*n决定的； ASR的输出量U*i是由负载电流 IdL 决定的； 控制电压 Uc 的大小则同时取决于 n 和 Id，或者说，同时取决于U*n 和 IdL。 这些关系反映了PI调节器不同于P调节器的特点。比例环节的输出量总是正比于其输入量，而PI调节器

7、则不然，其饱和输出为限幅值，而非饱和输出的稳态值取决于输入量的积分，它最终将使控制对象的输出达到其给定值，使PI调节器的输入误差信号为零，否则PI调节器仍在继续积分，并未达到稳态。 两个给定电压的最大值U*nm和U*im由设计者选定，设计原则如下：nU*nm受运算放大器允许输入电压和稳压电源的限制；nU*im 为ASR的输出限幅值。返回目录返回目录n 反馈系数计算转速反馈系数 电流反馈系数 max*nmnUdm*imIU3.2 双闭环直流调速系统的数学模型双闭环直流调速系统的数学模型 和动态过程分析和动态过程分析本节提要n双闭环直流调速系统的动态数学模型n双闭环直流调速系统的动态过程分析图3-

8、5 双闭环直流调速系统的动态结构图 U*n Uc-IdLnUd0Un+- +-UiWASR(s)WACR(s)Ks Tss+11/RTl s+1RTmsU*iId1/Ce+E3.2.1 双闭环直流调速系统的动态数学模型双闭环直流调速系统的动态数学模型 在单闭环直流调速系统动态数学模型的基础上，考虑双闭环控制的结构，在单闭环直流调速系统动态数学模型的基础上，考虑双闭环控制的结构，即可绘出双闭环直流调速系统的动态结构图，如下图所示。即可绘出双闭环直流调速系统的动态结构图，如下图所示。1. 起动过程分析 由于在起动过程中转速调节器ASR经历了快速进入饱和、饱和、退饱和三种情况，整个动态过程就分成图中

9、标明的I、II、III三个阶段。第I阶段：电流上升的阶段（0 t1） 第 II 阶段恒流升速阶段（t1 t2） 第 阶段转速调节阶段转速调节阶段（ t2 以后） 3.2.2 起动过程分析起动过程分析 图3-6 双闭环直流调速系统起动时的转速和电流波形 n OOttIdm IdL Id n* IIIIIIt4 t3 t2 t1 IdL Id n n* Idm OOIIIIIIt4 t3 t2 t1 tt第I阶段（续）n IdL Id n* Idm OOIIIIIIt4 t3 t2 t1 tt第 II 阶段（续）IdL Id n n* Idm OOIIIIIIt4 t3 t2 t1 tt第 阶段（

10、续）第 阶段（续）n此后，电动机开始在负载的阻力下减速，与此相应，在一小段时间内（ t3 t4 ）， Id IdL ，直到稳定，如果调节器参数整定得不够好，也会有一些振荡过程。IdL Id n n* Idm OOIIIIIIt4 t3 t2 t1 tt第 阶段（续） 在这最后的转速调节阶段内，ASR和ACR都不饱和，ASR起主导的转速调节作用，而ACR则力图使 Id 尽快地跟随其给定值 U*i ，或者说，电流内环是一个电流随动子系统。 分析结果 综上所述，双闭环直流调速系统的起动过程有以下三个特点： （1） 饱和非线性控制；饱和非线性控制； （2） 转速超调；转速超调； （3） 准时间最优控制

11、准时间最优控制。 最后，应该指出，对于不可逆的电力电子变换器，双闭环控制只能保证良好的起动性能，却不能产生回馈制动，在制动时，当电流下降到零以后，只好自由停车。必须加快制动时，只能采用电阻能耗制动或电磁抱闸。 1/CeU*nnUd0Un+-ASR1/R Tl s+1R TmsKsTss+1ACR U*iUi-EId1） 抗负载扰动IdL直流调速系统的动态抗负载扰作用2. 动态抗扰性能分析动态抗扰性能分析 一般来说，双闭环调速系统具有比较满意的动态性能。对于调速系统，最重要的动态性能是抗扰性能。主要是抗负载扰动和抗电网电压扰动的性能。图3-7 直流调速系统的动态抗扰作用a)单闭环系统2） 抗电网

12、电压扰动UdU*n-IdLUn+-ASR 1/CenUd01/R Tl s+1R TmsIdKsTss+1-E抗电网电压扰动（续）-IdLUdb)双闭环系统Ud电网电压波动在整流电压上的反映 1/CeU*nnUd0Un+-ASR1/R Tl s+1R TmsIdKsTss+1ACR U*iUi-E分析结果 因此，在双闭环系统中，由电网电压波动引起的转速动态变化会比单闭环系统小得多。转速和电流两个调节器的作用转速和电流两个调节器的作用 综上所述，转速调节器和电流调节器在双闭环直流调速系统中的作用可以分别归纳如下： 1） 转速调节器的作用转速调节器的作用 （1）转速调节器是调速系统的主导调节器，它

13、使转速 n 很快地跟随给定电压变化，稳态时可减小转速误差，如果采用PI调节器，则可实现无静差。 （2）对负载变化起抗扰作用。 （3）其输出限幅值决定电机允许的最大电流。2） 电流调节器的作用（1）作为内环的调节器，在外环转速的调节过程中，它的作用是使电流紧紧跟随其给定电压（即外环调节器的输出量）变化。（2）对电网电压的波动起及时抗扰的作用。（3）在转速动态过程中，保证获得电机允许的最大电流，从而加快动态过程。 （4）当电机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起快速的自动保护作用。一旦故障消失，系统立即自动恢复正常。这个作用对系统的可靠运行来说是十分重要的。3.3.1 控制系统的动态性能指标控

14、制系统的动态性能指标 自动控制系统的动态性能指标包括： 跟随性能指标 抗扰性能指标 3.3 转速、电流反馈控制直流调速系统的设计转速、电流反馈控制直流调速系统的设计1. 跟随性能指标：跟随性能指标： 在给定信号或参考输入信号的作用下，系统输出量的变化情况可用跟随性能指标来描述。常用的阶跃响应跟随性能指标有ntr 上升时间n 超调量与峰值时间tp nts 调节时间 系统典型的阶跃响应曲线5%（或2%） )(tCCCCmaxmaxCC0 tOtrts图3-8典型阶跃响应曲线和跟随性能指标2) 抗扰性能指标 抗扰性能指标标志着控制系统抵抗扰动的能力。常用的抗扰性能指标有nCmax 动态降落ntv 恢

15、复时间 一般来说，调速系统的动态指标以抗扰性能为主，而随动系统的动态指标则以跟随性能为主。 突加扰动的动态过程和抗扰性能指标图3-9 突加扰动的动态过程和抗扰性能指标maxC1C2C5%（或2%） CNNO ttmtvCb3.3.2 调节器的工程设计方法调节器的工程设计方法问题的提出问题的提出n必要性：n可能性：n设计方法的原则 ：（1）概念清楚、易懂；（2）计算公式简明、好记；（3）不仅给出参数计算的公式，而且指明参数调整的方向；（4）能考虑饱和非线性控制的情况，同样给出简单的计算公式；（5）适用于各种可以简化成典型系统的反馈控制系统。工程设计方法的基本思路工程设计方法的基本思路 1.选择调

16、节器结构,使系统典型化并满足稳定和稳态精度。2.设计调节器的参数，以满足动态性能指标的要求。典型系统典型系统 一般来说，许多控制系统的开环传递函数都可表示为 (3-9)n1iirm1jj)1()1()(sTssKsW 自动控制理论已经证明，0型系统稳态精度低，而型和型以上的系统很难稳定。 因此，为了保证稳定性和较好的稳态精度多选用I型和II型系统。1. 典型I型系统n结构图与传递函数 ) 1()(TssKsW)(sR) 1(TssK)(sC式中 T 系统的惯性时间常数； K 系统的开环增益。（3-10）开环对数频率特性On性能特性 典型的I型系统结构简单，其对数幅频特性的中频段以 20 dB/

17、dec 的斜率穿越 0dB 线，只要参数的选择能保证足够的中频带宽度，系统就一定是稳定的，且有足够的稳定裕量，即选择参数满足 T1c1cT或于是，相角稳定裕度 45arctg90arctg90180ccTT K 与开环对数频率特性的关系典型典型I型系统性能指标和参数的关系型系统性能指标和参数的关系 K 与截止频率 c 的关系 当c 1 / T时，特性以20dB/dec斜率穿越零分贝线，系统有较好的稳定性。由图中的特性可知cc20lg20(lglg1)20lgK所以 K = c （当 c 时） T1(3-11) 式（3-11）表明，K 值越大，截止频率c 也越大，系统响应越快，但相角稳定裕度 =

18、 90 arctgcT 越小，这也说明快速性与稳定性之间的矛盾。在具体选择参数 K时，须在二者之间取折衷。 表3-X I型系统在不同输入信号作用下的稳态误差输入信号阶跃输入斜坡输入加速度输入稳态误差 0v0 / K0)(RtRtvtR0)(2)(20tatR1. 跟随性能指标与参数的关系 （1）稳态跟随性能指标）稳态跟随性能指标：系统的稳态跟随性能指标可用不同输入信号作用下的稳态误差来表示。 由表可见：n在阶跃输入下的 I 型系统稳态时是无差的；n但在斜坡输入下则有恒值稳态误差，且与 K 值成反比；n在加速度输入下稳态误差为 。 因此，I型系统不能用于具有加速度输入的随动系统。（2）动态跟随性

19、能指标n闭环传递函数：典型 I 型系统是一种二阶系统，其闭环传递函数的一般形式为 2nn22ncl2)()()(sssRsCsW（3-12） 式中 n 无阻尼时的自然振荡角频率，或称 固有角频率； 阻尼比，或称衰减系数。nK、T与标准形式中的参数的换算关系 TKnKT121T21n(3-15) (3-16) (3-17) 且有 n二阶系统的性质l当 1 时，系统动态响应是欠阻尼的振荡特性，l当 1 时，系统动态响应是过阻尼的单调特性；l当 = 1 时，系统动态响应是临界阻尼。 由于过阻尼特性动态响应较慢，所以一般常把系统设计成欠阻尼状态，即 0 1 由于在典 I 系统中 KT 0.5。因此在典

20、型 I 型系统中应取 15 . 0(3-18) n性能指标和系统参数之间的关系 %100e%)1/(2)arccos(122rTt(3-19) (3-20) (3-21) 2np1t超调量 上升时间 峰值时间 表表3-1 典型典型I型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系 （ 与与KT的关系服从于式的关系服从于式3-16） 具体选择参数时，应根据系统工艺要求选择参数以满足性能指标。参数关系KT0.250.39 0.50.69 1.0阻尼比超调量 上升时间 tr峰值时间 tp 相角稳定裕度 截止频率c 1.0 0 % 76.30.243/T 0.8

21、 1.5% 6.6T8.3T69.90.367/T 0.707 4.3 % 4.7T6.2T 65.50.455/T 0.6 9.5 % 3.3T4.7T59.2 0.596/T 0.5 16.3 % 2.4T3.2T 51.8 0.786/T2) 动态抗扰性能指标与参数的关系图3-11电流环在电压扰动作用下的动态结构图图3-12电流环校正成一类典型型系统在一种扰动作用下的动态结构图a)一种扰动作用下的结构b)等效结构图) 1()()()(21TssKsWsWsW221TTTTm51101201301%100maxbCC55.5%33.2%18.5%12.9%tm / T2.83.43.84.

22、0tv / T14.721.728.730.4表表3-2 典型典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系型系统动态抗扰性能指标与参数的关系(控制结构和扰动作用点如图3-12所示，已选定的参数关系KT=0.5) 2. 典型型系统) 1() 1()(2TsssKsW图3-13典型型系统a)闭环系统结构图b)开环对数频率特性n 性能特性 典型的II型系统也是以 20dB/dec 的斜率穿越零分贝线。由于分母中 s2 项对应的相频特性是 180，后面还有一个惯性环节，在分子添上一个比例微分环节（s +1），是为了把相频特性抬到 180线以上，以保证系统稳定，即应选择参数满足 T11cT或 且 比 T 大

23、得越多，系统的稳定裕度越大。典型典型II型系统性能指标和参数的关系型系统性能指标和参数的关系 n可选参数： 在典型II型系统的开环传递函数式(3-22)中，与典型 I 型系统相仿，时间常数T也是控制对象固有的。所不同的是，待定的参数有两个： K 和 ，这就增加了选择参数工作的复杂性。 为了分析方便起见，引入一个新的变量 (图3-13)，令 12Th(3-23) 典型型系统的开环对数幅频特性dBL/0 11T12hKlg20-20 40 -40 / s-1c=120dB/dec40dB/dec40dB/dec图3-13 典型型系统的开环对数幅频特性和中频宽中频宽度 采用“振荡指标法”中的闭环幅频

24、特性峰值最小准则，可以找到和两个参数之间的一种最佳配合。 (3-25) (3-26)在确定了h之后，可求得 (3-29) (3-30)122hhc211hchT2222112121)1(21ThhhhThKc表3X II型系统在不同输入信号作用下的稳态误差输入信号阶跃输入斜坡输入加速度输入稳态误差00 0)(RtRtvtR0)(2)(20tatRKa /0（1）稳态跟随性能指标）稳态跟随性能指标 型系统在不同输入信号作用下的稳态误差列于表3-X中 典型II型系统跟随性能指标和参数的关系 表3-4 典型II型系统阶跃输入跟随性能指标（按Mrmin准则确定关系时） h 3 4 56 7 8 9 1

25、0 tr / Tts / T k 52.6% 2.412.15 3 43.6% 2.65 11.65 237.6% 2.85 9.55 2 33.2% 3.0 10.45 129.8% 3.1 11.30 127.2% 3.2 12.25 125.0% 3.3 13.25 1 23.3% 3.35 14.20 1（2）动态跟随性能指标 以h=5的动态跟随性能比较适中。 典型型系统抗扰性能指标和参数的关系图3-14转速环在负载扰动作用下的动态结构图n扰动系统的输出响应在阶跃扰动下， 11212) 1(12)(222332222hTssThhsThhTsTFKhhsC（3-34） 图3-15典型型

26、系统在一种扰动作用下的动态结构图a)一种扰动作用下的结构b)等效结构图 由式（3-34）可以计算出对应于不同 h值的动态抗扰过程曲线C(t)，从而求出各项动态抗扰性能指标，列于表3-5中。在计算中，为了使各项指标都落在合理的范围内，取输出量基准值为 Cb = 2FK2T （3-35） 表3-5 典型II型系统动态抗扰性能指标与参数的关系 （控制结构和阶跃扰动作用点如图3-15，参数关系符合最小Mr准则） h 3 4 56 7 8 9 10 Cmax/Cbtm / T tv / T 72.2% 2.4513.60 77.5% 2.70 10.4581.2% 2.85 8.80 84.0% 3.0

27、0 12.9586.3% 3.15 16.8588.1% 3.25 19.8089.6% 3.30 22.80 90.8% 3.40 25.85n分析结果 由此可见，h = 5是较好的选择，这与跟随性能中调节时间最短的条件是一致的（见表3-6）。 因此，把典型型系统跟随和抗扰的各项性能指标综合起来看，h = 5应该是一个很好的选择。 n两种系统比较 比较分析的结果可以看出，典型I型系统和典型型系统除了在稳态误差上的区别以外，在动态性能中，n典型典型 I 型系统在跟随性能上可以做到超调型系统在跟随性能上可以做到超调小，但抗扰性能稍差，小，但抗扰性能稍差，n典型典型型系统的超调量相对较大，抗扰性型

28、系统的超调量相对较大，抗扰性能却比较好能却比较好。 这是设计时选择典型系统的重要依据。（1）高频段小惯性环节的近似处理 实际系统中往往有若干个小时间常数的惯性环节，这些小时间常数所对应的频率都处于频率特性的高频段，形成一组小惯性群。例如，系统的开环传递函数为 ) 1)(1)(1() 1()(321sTsTsTssKsW小惯性环节可以合并3. 控制对象的工程近似处理方法控制对象的工程近似处理方法 当系统有一组小惯性群时，在一定的条件下，可以将它们近似地看成是一个小惯性环节，其时间常数等于小惯性群中各时间常数之和。 1)(1) 1)(1(13232sTTsTsT例如：(3-36) 近似条件3231

29、TT(3-37) 图3-16 高频段小惯性群近似处理对频率特性的影响T=T1+T2（2）高阶系统的降阶近似处理以三阶系统为例，设 其中 a，b，c都是正系数，且bc a，即系统是稳定的。1)(23csbsasKsW(3-41) 1)(csKsW(3-42) ),1min(31cacb(3-43) n降阶处理： 若能忽略高次项，可得近似的一阶系统的传递函数为n近似条件 （3）低频段大惯性环节的近似处理 当系统中存在一个时间常数特别大的惯性环节时，可以近似地将它看成是积分环节，即 11TsTs1n近似条件 T3c(3-44) ) 1() 1()(221bsTsTsKsW) 1)(1() 1()(2

30、1asTsTssKsW例如：当T1特别大时，有cn对频率特性的影响图3-17 低频段大惯性环节近似处理对频率特性的影响 返回目录返回目录低频时把特性a近似地看成特性b 3.3.3 按工程设计方法设计双闭环系统按工程设计方法设计双闭环系统的的 调节器调节器 本节将应用前述的工程设计方法来设计转速、电流双闭环调速系统的两个调节器。主要内容为系统设计对象系统设计原则系统设计步骤-IdLUd0Un+-+-UiACR1/RTl s+1RTmsU*iUcKs Tss+1Id1Ce+E T0is+11 T0is+1ASR1 T0ns+1 T0ns+1U*nn电流内环图3-18 双闭环调速系统的动态结构图 转

31、速、电流双闭环调速系统。系统设计对象 双闭环调速系统的实际动态结构图绘于图3-18，它与前述的图3-5不同之处在于增加了滤波环节，包括电流滤波、转速滤波和两个给定信号的滤波环节。其中nT0i 电流反馈滤波时间常数nT0n 转速反馈滤波时间常数 系统设计原则n系统设计的一般原则： “先内环后外环先内环后外环” 从内环开始，逐步向外扩展。在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。设计分为以下几个步骤：1).电流环结构图的简化2).电流调节器结构的选择3).电流调节器的参数计算4).电流调节器的实现1 电流调节器的设计电流调节器的设计1). 电流环

32、结构图的简化简化内容：n忽略反电动势的动态影响 n等效成单位负反馈系统 n小惯性环节近似处理 n忽略反电动势的动态影响 在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即E0。这时，电流环如下图所示。 Ud0(s)+-Ui (s)ACR1/RTl s+1U*i(s)Uc (s)Ks Tss+1Id (s) T0is+11 T0is+1图3-19 电流环的动态结构图及其化简 n等效成单位负反馈系统 如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i(s) / ，则电流环便等效成单位负反馈系统（图3-19b）。 +-ACRUc (s)Ks /R (Tss+1)

33、(Tl s+1)Id (s)U*i(s) T0is+1图3-19bn小惯性环节近似处理 最后，由于Ts 和 T0i 一般都比Tl 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为 Ti = Ts + Toi 简化的近似条件为 oisci131TT+-ACRUc (s)Ks /R (Tls+1)(Tis+1)Id (s)U*i(s)+-ACRUc (s)Ks /R (Tls+1)(Tis+1)Id (s)U*i(s)图3-19c2).电流调节器结构的选择n典型系统的选择：l从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图3-19c可以看出，采用 I 型系统就够了。l从动

34、态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素，为此，电流环应以跟随性能为主，应选用典型I型系统。 n电流调节器选择 图3-19c表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型 I 型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成 ssKsWiiiACR) 1()(式中 Ki 电流调节器的比例系数； i 电流调节器的超前时间常数。 为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择 则电流环的动态结构图便成为图3-20a所示的典型形式，其中 lTiRKKKisiIK I s(Tis+1

35、)Id (s)+-U*i(s)n校正后电流环的结构和特性 图3-20 校正成典型I型系统的电流环 a) 动态结构图: b) 开环对数幅频特性: 10L/dBci-20dB/dec /s-1-40dB/decTi3). 电流调节器的参数计算 电流调节器的参数有：Ki 和 i， 其中 i 已选定，剩下的只有比例系数 Ki， 可根据所需要的动态性能指标选取。n参数选择参数选择 在一般情况下，希望电流超调量i 5%，由表3-1，可选 =0.707，KI Ti =0.5，则iciI21TK再利用式（3-50）得到 )(22isisiTTKRTKRTKlln注意： 如果实际系统要求的跟随性能指标不同，式（

36、3-51）和式（3-52）当然应作相应的改变。 此外，如果对电流环的抗扰性能也有具体的要求，还得再校验一下抗扰性能指标是否满足。4). 电流调节器的实现n模拟式电流调节器电路图中l U*i 为电流给定电压；l Id 为电流负反馈电压；l Uc 电力电子变换器的控制电压。图3-21 含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器 n电流调节器电路参数的计算公式0iiRRK iiiCRoi0oi41CRT (3-53) (3-54) (3-55) 设计分为以下几个步骤：1).电流环的等效闭环传递函数2).转速调节器结构的选择3).转速调节器参数的选择4).转速调节器的实现2. 转速调节器的设计转速调节器的

37、设计1). 电流环的等效闭环传递函数n电流环闭环传递函数 电流环经简化后可视作转速环中的一个环节，为此，须求出它的闭环传递函数。由图3-18a可知 111) 1(1) 1(/ )()()(I2IiiIiI*idclisKsKTsTsKsTsKsUsIsWn传递函数化简 忽略高次项，上式可降阶近似为 111)(IclisKsWiIcn31TK近似条件式中 cn 转速环开环频率特性的截止频率。 n电流环等效传递函数 接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为U*i(s)，因此电流环在转速环中应等效为 111)()()(Icli*idsKsWsUsI 这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。 n物理意义： 这就表明，电流的闭环控制改造了控制对象，电流的闭环控制改造了控制对象，加快了电流的跟随作用，这是局部闭环（内环）加快了电流的跟随作用，这是局部闭环（内环）控制的一个重要功能控制的一个重要功能。 2). 转速调节器结构的选择n转速环的动态结构 用电流环的等效环节代替图3-18 中的电流环后，整个转速控制系统的动态结构图便如图3-22a所示。n (s)+-Un (s)ASRCeTmsRU*n(s)Id (s) T0ns+11 T0ns+1U*i(s)111sKI+-IdL (s)图3-22 转速环的动态结构图及其简化