陕西省大学生电子竞赛报告(提高功率因数)课件

1、摘要本方案设计了一个单相AC-DC变换器，变换器的输入电压为20V30V交流电压,输出为36V直流电压，最大输出电流2.5A。变换器的主电路由Boost 功率因数校正电路加Buck电路构成。Boost电路采用UC3854模拟芯片控制实现功率因数校正（PFC），使满载功率因数达到了0.996。Buck电路使用模拟芯片UC3844控制，输出电压的稳态温差误差小于0.5%。系统的主控芯片采用Atmega128单片机控制，实时显示了电路的功率因数。本变换器连续运行，工作可靠。关键词：功率因数校正 UC3854 Atmega128单片机 Buck电路一题目分析AC/DC变换是将交流变换为直流，AC/DC

2、转换器就是将交流电变为直流电的设备，其功率流向可以是双向的，功率流由电源流向负载的称为“整流”，功率流由负载返回电源的称为“有源逆变”。AC/DC变换器输入为50/60Hz的交流电，因必须经整流、滤波，因此体积相对较大的滤波电容器是必不可少的，同时因遇到安全标准（如UL、CCEE等）及EMC指令的限制（如IEC、FCC、CSA），交流输入侧必须加EMC滤波及使用符合安全标准的元件，这样就限制AC/DC电源体积的小型化，另外传统的AC-DC变换由交流电网经不控整流电路采用电容滤波获得直流电压，这种变换电路主要缺点有：（a）、输入交流电压是正弦波，但输入的交流电流是脉冲电流，波形严重畸变，干扰电网

3、电压，产生向四周辐射和沿导线传播的电磁干扰；（b）、为了得到可调的直流电压，采用晶闸管可控整流电路，但脉动很大，需要很大的滤波器才能得到平稳的直流电压；此外交流电流中含有大量的谐波电流，使电网中电流波形严重畸变，电源的输入功率因数低，利用效率下降。所以我们需要一种可行的方案来解决这一问题。二方案的论证与比较1.总体方案设计与比较方案一 不控整流电路：由整流桥和电解电容构成的一种简单的AC-DC变换器的方案。这种方案的电路简单，设计容易，元器件较少，成本相对较低，但是输入电流谐波很大，会对电网和其他用电设备造成很大的污染，因此，一般不采用此方案。方案二 采用反激式功率因数校正器方案：采用图1的反

4、激式变换器电路，工作模式为DCM，下图双半波正弦虚线为电流峰值ip的包络线，三角波为输入电流i1的波形,取平均值，则输入电流i1近似为双半波正弦。在该模式下，对输入电路而言，DC-DC变换器等效为一个受占空比D控制的无损电阻，可使输入端功率因数近似等于1。 图1. 反激式功率因数校正电路采用该方案的优点是有绝缘隔离，Vo可大于或小于，控制简单，输入电流自动为正弦，无需斜率补偿。但其缺点是开关电压额定值高，输入电流被斩波，EMI高，电流峰值高。方案三 采用Boost功率因数校正器方案：如图2所示为一个boost有源功率因数校正器的原理图。主电路由单相桥式整流器和DC-DC boost变换器组成，

5、虚线框内为控制电路，包括电压误差放大器VA及基准电压Vr，电流误差放大器CA，乘法器M，脉宽调制器和驱动器等，负载可以是一个开关电源。主电路中各个功率半导体器件（包括桥式整流器，功率开关管Tr，输出二极管D）可以组成一个功率模块，以缩小尺寸，并缩短联结导线，以减小杂散电感。图2. Boost功率因数校正电路采用该方案的主要优点有：（1）输入电流连续，EMI小，RFI低。（2）有输入电感，可减少对输入滤波器的要求，并可防止电网对主电路高频瞬态冲击。（3）输出电压大于输入电压峰值，对市电交流电压为100V的国家和地区特别合适。例如，输入交流电压90-132V，输出直流电压约为200V；若输入交流电

6、压为95-240V，输出直流电压将为400V。（4）开关器件S的电压不超过输出电压值。（5）容易驱动功率开关，其参考端点（源极）的电位为0V。（6）可在国际标准规定的输入电压和频率广泛变化范围内保持正常工作。缺点：（1）输入输出间没有绝缘隔离。（2）在开关S，二极管D和输出电容形成的回路中若有杂散电感，则在25-100kHz的PWM频率下，容易产生危险的过电压，对开关S的安全运行不利。通过对三种方案优缺点的比较分析，我们采用方案三来完成系统功率因数的校正。2.PFC控制方法分析在开关电源中大容量的滤波电容是导致输入电流畸变引起功率因数降低的主要原因。使输入电流正弦化，并与输入电压同相位，可提高

7、输入电源的功率因数，简称功率因数校正（PFC），PFC有两种控制方法。2.1.1无源PFC（也称被动式PFC）无源PFC一般采用电感补偿方法使交流输入的基波电流与电压之间相位差减小来提高功率因数。在整流器和滤波电容之间接入一个滤波电感Lz，或在交流侧接入谐振滤波器，增加输入端交流电流的导电宽度，减缓电流冲击，减小波形畸变，从而减小电流的谐波成分。其优点是简单，成本低，可靠性高，EMI小。缺点是尺寸，重量大，难以得到高功率因数（只能达到0.70.8），工作性能与频率，负载变化及输入电压变化有关，电感和电容间有大的充放电电流等。2.1.2有源PFC（也称主动式PFC）有源功率因数校正简称APFC，

8、在整流器和负载之间接了一个DC-DC开关变换器，应用电流反馈技术，使输入端电流波形跟踪交流输入正弦电压波形，控制输入电流呈正弦波变化，且与输入电压之间的相位差尽可能接近为0，从而使输入端THD小于5%，功率因数可提高到0.99或更高（接近1）。其优点是可得较高的功率因数，如0.97 0.99,甚至接近1，THD小，可在较宽输入电压范围（如交流90-264V）和宽频带下工作，体积重量小，输出电压也可以保持恒定。缺点是电路复杂，MTBF下降，成本高，EMI高，效率会有所降低。按照输入电流的控制，有源功率因数校正有以下几种方法：（a）峰值电流型：如图3所示，开关管Tr的电流is被检测，所得信号isR

9、i送入比较器。电流基准值由乘法器输出Z供给，Z=XY。乘法器有两个输入，一个输入X是输出电压Vo/H与基准电压Vref之间的误差（经过电压误差放大器VA）信号；另一输入Y为电压VDC检测值VDC/K，VDC为输入正弦电压Vi的全压整流值。因此电流基准为双半波正弦电压，令电感（输入）电流的峰值包络线跟踪输入电压VDC的波形。使输入电流与输入电压同相位，并接近正弦。闭环系统中的电压环由分压器1/H，电压误差放大（补偿）器VA，通过乘法器，电流比较器CA及驱动器等组成。因此在保持输入端功率因数接近1的同时，也能保持输出电压稳定。图3 峰值电流模式控制的功率因数校正方案上图为半个工频周期内PWM高频调

10、制的电感电流波形，可见当电感电流峰值按工频变化，从零变化到最大值时，占空比D逐渐由大到小，即半个工频周期内，占空比有时大于0.5，有时小于0.5；因此有可能产生次谐波振荡。用该法控制时，输入电流连续，电流纹波小，电感与开关管的峰值电流小，PF接近1。但最主要的问题是电感电流的峰值ip与高频状态空间平均值之间的误差，在一定条件下相当大，以致无法满足使THD很小的要求，需要斜率补偿，控制电路复杂，此外峰值对噪声相当敏感。（b）滞环电流型：与峰值法控制的差别只是前者检测的电流是电感电流，并且电路中多了一个滞环逻辑控制器。逻辑控制器的特性和继电器特性一样，有一个电流滞环带。所检测的输入电压经分压后，产

11、生两个基准电流的上限与下限值。当电感电流达到下限值时，开关Tr导通，电感电流上升，当电感电流达到基准上限值时，开关Tr关断，电感电流下降。图4 滞环法控制模式功率因数校正方案图4给出了用电流滞环法控制时的电感电流波形图。实线为电感电流，上下两条虚线为及。中间一条虚线为电流平均值。电流滞环宽度决定了电流纹波大小，可以是固定值，也可以与瞬时平均电流成比例。工作频率可变，电流达到滞后带内发生功率开关通与断操作，使输入电流上升、下降。电流波形平均值取决于电感输入电流。该控制法输入电流连续，电流纹波小，电感与开关管的峰值电流小，PF接近1，THD小，适合用于大功率。主要缺点是负载大小对开关频率影响甚大，

12、由于开关频率变化幅度大，设计输出滤波器时，要按最低开关频率考虑。因此不可能得到体积和重量最小的设计。（c）平均电流型：控制原来是用在开关电源中形成电流环（内环），以调节输出电流的，并且仅以输出电压误差放大信号为基准电流。将平均电流法应用于功率因数调节，以输入整流电压和输出电压误差放大信号的乘积为电流基准；并且电流环调节输入电流平均值，使与输入整流电压同相位，并接近正弦波形。输入电流信号被直接检测，与基准电流比较后，其高频分量的变化，通过电流误差放大器被平均化处理。放大后的平均电流误差与锯齿波斜坡比较后，给开关Tr驱动信号，并决定了其应有的占空比，于是电流误差被迅速而精确地校正。由于电流环有较高

13、的增益-带宽，使跟踪误差产生的畸变小于1%,容易实现接近于1的功率因数。图5 平均电流模式控制的功率因数校正方案图5给出了平均电流控制时电感电流波形图。实线为电感电流，虚线为平均电流。该控制方法的特点是工频电流的峰值是高频电流的平均值，因而高频电流的峰值比工频电流的峰值更高。THD很小，对噪声不敏感，电感电流峰值与平均值之间的误差小，原则上可以检测任意拓扑，任意支路的电流。工作频率固定，输入电流连续（CCM），该控制方式的优点有： （1）恒频控制。（2）工作在电感电流连续状态，开关管电流有效值小、EMI滤波器体积小。（3）能抑制开关噪声。（4）输入电流波形失真小。比较分析后，我们选用了平均电流

14、控制法来实现APFC。3.方案的描述与实现系统方案的框图如图6所示。图6 AC-DC变换器系统框图功率因数校正系统原理图7所示。输入24V交流电压通过整流桥整流后，作为Boost升压电路的输入电压，通过Boost电路把电压提高到50V，然后通过Buck电路降低到36V，实现输出电压的稳定。控制电路采样电网整流电压、母线输出电压、前馈电压输入乘法器，得到电流参考信号，电流参考信号与电流采样信号经过电流调节器调节后，驱动Boost开关管工作，使输入电流波形保持正弦波并与电网电压保持相位一直，达到矫正功率因数和输出电压稳定的目的。Atmega128单片机对功率因数校正的电路进行测量，并实时计算及显示

15、功率因数。图7 采用的功率因数校正变换器原理图PFC的工作原理如下：主电路的输出电压Vo和基准电压Vr比较后，输入给电压误差放大器VA，整流电压VDC检测值和VA的输出电压信号共同加到乘法器M的输入端，乘法器M的输出则作为电流反馈控制的基准信号，与开关电流is检测值比较后，经过电流误差放大器CA加到PWM及驱动器，以控制开关Tr的通断，从而使输入电流（即电感电流）iL的波形与整流电压VDC的波形基本一致，使电流谐波大为减少，提高了输入端功率因数，由于功率因数校正器同时保持输出电压恒定，使下一级开关电源设计更容易些。图8给出输入电压波形VDC，Vi和经过校正的输入电流iL,ii波形。由图8可见，

16、输入电流被PWM频率调制，使原来呈脉冲状的波形，调制成接近正弦（含有高频波纹）的波形。如图在一个开关周期内，当开关Tr导通时，io=0,iL=is；当开关关断时，is=0，iL=io，is为流过开关Tr的电流波形。具有高频波纹的输入电流，取每个开关周期的平均值，则可得到较光滑的近似正弦波。图8 采用的功率因数校正变换器输入电压电流波形原理图三理论分析1.提高效率的方法：1.电路进入稳态后切除限流电阻，消除限流电阻的损耗。功率因数校正电路在启动时，需要加入一个限流电阻对启动电流进行限制，电路进入稳态后，如果不切除限流电阻，限流电阻发热会造成能量浪费，效率降低。2.减小开关管的导通损耗和开关损耗。

17、通过适当降低开关管的开关频率，降低开关管的开关损耗。选取电通阻抗小的MOSFET开关管减小MOSFET的导通损耗。加入无源无损吸收电路进一步减小开关管的损耗。3.减小电感的损耗。通过不同磁性材料及规格磁芯进行电感设计，计算电感的损耗。选取电感磁芯损耗和铜损的总损耗最小的电感。4.整流二极管选用导通损耗小的快恢复二极管。选取导通损耗小的整流桥。5.选取效率高的辅助电源方案。2.功率因数调整的方法： 本方案采用以模拟控制芯片UC3854为主要控制芯片的功率因数校正方案。3854采用的是电流平均值模式控制，可省略电流斜波补偿，因而简化了系统设计。使用该芯片能使功率因数接近于l ，谐波畸变很小，开关频

18、率固定。提高功率因数是依靠电流控制环路的优化设计来实现，本方案通过电流环的优化设计，使功率因数达到了0.99。电流环的增益表达式如Hc（S）所示。 （1）3.稳压控制方法：通过对输出直流母线电压的采样，把电压采样值送入到3854芯片的11脚，与7脚通过电阻电容串联，构成一个电压反馈的PI调节器，调节输出电压的电压，使其稳定在36V，（具体电路在下文的控制电路）。四电路与程序设计1.主电路与器件选择 图9 采用的功率因数校正变换器主电路原理图主电路采用Boost电路，完成功率因数的校正。继电器（D101）:PFC的主开关，控制信号（BUS.RLY）由单片机控制。继电器（D102）:完成PFC限流

19、电阻的短路，控制信号（StartCur.linit）由单片机控制。电流互感器（T102）:电流采样（PFCInput.curr+/PFCInputcurr-），送至单片机。信号（Line.curr）芯片5脚。光耦（IC101）:Drive.pwm（信号为3854芯片的16脚）。隔离、推挽驱动。电感：材料铁粉芯1个用0.96的线径绕制。电感量1mH。内径：14mm 外经：28mm 高度：13mm 绕制50砸。电感量1mH整流桥电压计算： （2）取100V； （3）取6A。整流桥取100V6A的器件。电感的计算：输入电压在峰值时的占空比为： （4）在占空比为Dpk时，电感电流纹波最大，可得： （5

20、）取为：0.16mH. 磁芯采用铁硅铝磁环。Mosfet 管和二极管的计算：主功率开关管和二极管具有相同的额定电压，其额定值应大于输出电压36V。额定电流应大于电感电流峰值的最大值： （6）Mosfet和二极管选取100V8A的器件。 输出电容的选择：根据输出电压维持时间及输出纹波的考虑，电容选取63V/470UF。2.控制电路（UC3854）图9 3854控制电路原理图Line.curr信号（是主电路经电流互感器采样），送至3854芯片5脚。Vbus.v信号（电压环PI调节）连到3854芯片的11脚。Vin.rectifer信号（前馈电压采样）.PFC. ENA信号（由单片机控制），U1光耦

21、隔离，控制使能端。3.buck电路图10 Buck电路原理图4.保护电路图11 过流保护电路原理图从24VAC进线处，经电流互感器采样，转化成电压信号。经缓冲器，反相比例放大后。通过绝对值电路后与7.5V设定值电压比较。比较后的信号来控制3854的使能端。5. 控制程序与Atmega 128单片机功率因数测量电路主要由单片机来完成，我们选用单片机ATMEGA128，该型单片机自带8个模数转换ADC通道，我们选择ADC0来对输入交流信号进行采样。主要流程为：采样计算输出显示。采样：输入端交流电压采样信号为24v，50Hz，以20ms为一个采样周期，每个周期采样128个点，采样间隔为156us。计

22、算：通过单片机模数转换得到一个采样周期内各个采样点的离散电压值，再根据采样电阻可以算出各个采样点的离散功率，算出各个采样点的电压值的平方和的均值后开方即得到采样电压的有效值，再根据采样电阻算出采样信号的视在功率S，各个采样点的功率值的平方和的均值即为有用功率P，功率因数W=P/S。输出显示：再通过74hc595送到数码管显示出所测得的功率因数。6.前馈电压采样图1 前馈采样电路原理图信号Vin.rec，是主电路交流电压用采样变压器，采样整流后的信号。它经缓冲器，通过二阶电路RC滤波，连到3854的8脚。7.反馈电压采样 图1 母线电压采样电路原理图母线（36V）经电阻分压采样，信号（Vbus+

23、.V）,经缓冲器和两级反相比例电路。五测试方案及测试条件测试方案图1 测试方案原理图测试仪器;泰克示波器 TPS2014B 泰克功率分析仪 PA4000 输入电流各谐波含量及ATHD（在输入电压24V，输出电压36V，2A条件下）表1 输入电流谐波测试数据表RMS基波2次谐波3次谐波4次谐波5次谐波6次谐波7次谐波1.90E+013.81E-014.40E-024.50E-023.24E-011.40E-022.78E-018次谐波9次谐波10次谐波11次谐波12次谐波13次谐波14次谐波15次谐波1.6E-021.80E-024.10E-026.80E-022.00E-021.35E-012

24、.80E-022.90E-0216次谐波17次谐波18次谐波19次谐波20次谐波21次谐波22次谐波23次谐波8.0E-031.10E-023.00E-034.20E-026.00E-031.80E-022.00E-031.10E-0224次谐波25次谐波26次谐波27次谐波28次谐波29次谐波30次谐波31次谐波6.0E-031.20E-021.00E-021.90E-021.00E-026.00E-031.00E-035.00E-0332次谐波33次谐波34次谐波35次谐波36次谐波37次谐波38次谐波39次谐波8.0E-033.00E-031.80E-027.00E-033.00E-03

25、6.00E-038.00E-034.00E-0340次谐波2.0E-02ATHD：3.17%输入功率因数测试 0.99输入电压 24V表 功率因数测试数据表空载8W16W2432W40W输入功率因数69.50%85.60%97.60%98.70%99.00%99.30%48W56W64W72W80W输入功率因数99.40%99.50%99.60%99.60%99.70%图1输出36V直流电压及2A电流时的输入电流仿真波形图输入24V交流电压，输出36V电压及1A电流时输入电压和输入电流实验波形图输入24V交流电压，输出36V电压及2A电流时输入电压和输入电流实验波形表AC-DC电路效率测试数据表=816243240485672=8.93817.54325.6953