信号调理放大

1、目录调理3放大器的应用3反向比例放大3同向比例放大3反向相加器4同向相加器4相减器4反向积分器5差分积分器5反向微分器5对数放大器6反对数放大器6IU变换6UI变换7电平移位电路7精密半波整流7精密全波整流（绝对值电路）7峰值检波8相敏检波（符号电路）9采样保持电路11过零比较器11迟滞比较器11窗口比较器12*弛张振荡器13*文氏桥正弦波振荡器13*恒流源电路13*PWM13低通13高通15带通16带阻18全通19函数逼近构建滤波器20滤波器的实现21放大24增益可控方案24偏置方法26偏执目的26偏执方法26信号调理与放大信号调理简单的说就是将待测信号通过放大、滤波等操作转换成采集设备能够

2、识别的标准信号。是指利用内部的电路(如滤波器、转换器、放大器等)来改变输入的讯号类型并输出。调理放大器的应用反向比例放大同向比例放大反向相加器同向相加器相减器反向积分器差分积分器反向微分器对数放大器反对数放大器IU变换UI变换电平移位电路精密半波整流精密全波整流（绝对值电路）峰值检波相敏检波（符号电路）采样保持电路过零比较器反向输入 同向输入迟滞比较器同相输入反相窗口比较器以下这几部分已经在信号产生文档中有过说明，不再赘述。*弛张振荡器*文氏桥正弦波振荡器*恒流源电路*PWM低通无源负载特性有源一阶二阶普通压控高通高低通关系二阶压控带通LPF与HPF串联可以构成BPF二阶压控带阻LPF与HPF

3、并联可以构成BEF基本BEF典型BEF全通移相电路一阶APF相频曲线函数逼近构建滤波器最平响应逼近巴特沃斯最有可能得到最平坦的带内幅频增益，但衰减较慢等起伏逼近切比雪夫带内表现为等幅波动，衰减带陡峭最大线性相移逼近贝塞尔带内各频率分量均有线性相移，即群迟延接近于常数，相位失真小，但幅频特性过渡带长，带外衰减慢。椭圆函数逼近椭圆通带阻带均有起伏，阻带中有若干个零点，从而使过渡带特别陡峭滤波器的实现方案一：利用CPLD实现数字滤波，具体原理图如图1-1所示。 图1-1 数控滤波器原理图 在该系统中，可通过改变A/D的采样率以及数字滤波器的参数去改变滤波器的频响特性。该方案的特点是容易调整滤波器的参

4、数、可扩展性好，但是实现复杂、成本高。 方案二：利用集成运算放大器实现。本方案中，由于模拟运算放大器的设计已经有一套成熟的设计方法，因此设计起来较容易，但是其调试较困难、滤波器参数难以改变。 考虑到实现的难易程度以及成本，我们选择方案二。二：理论分析与参数计算滤波器阶数的确定由滤波器的幅频特性曲线可以很容易地得到实现此滤波器所需要的阶数。考察如下传输函数： （式2-1）其振幅函数为： （式2-2） 若以对数形式表示，式2-2可改写为： （式2-3） 可见，对数振幅是由四类基本项的分贝数之和构成，即常数；原点的极点或零点；一阶极点或零点；共轭极点或零点。滤波器传输函数的振幅特性曲线就是由这四种基

5、本项的振幅特性曲线以某种组合构成。而一阶零极点的振幅特性曲线如右图所示： 图2-1 一阶零极点振幅特性 由题目所给的频响特性图可知：在50Hz1.325KHz范围内，A（w）是一条斜率为-20dB/10倍频程的直线，因此在50Hz处必然有一个一阶极点；在1.325KHz10KHz范围内，曲线的下降趋势被遏制，斜率变为0，因此必然在1.325处有一个一阶零点。总之该滤波器的阶数为一阶。 滤波器传递函数的确定 由以上对滤波器阶数的分析可知其传输函数的形式为： （式2-4） 由图2-2知，滤波器的通带截止频率为=50Hz；阻带截止频率为 =1.325KHz；0dB点的频率为301Hz。将 图3-2滤

6、波器频响特性这三个条件代入可解得： （式2-5） 该传输函数所确定滤波器的频响特性曲线如图3-3所示。图3-3 MATLAB仿真结果 由图可看出，此特性曲线在低频处与要求的特性曲线较吻合，但是在高频处与其差别较大，即比要求的增益大。因此应当调整各参数，使得高频特性达到要求。具体调整方法如下： 把式（2-4）改写成式（2-6）的形式： （2-6） 由式中可知，第一部分主要影响滤波器的高频特性，第二部分主要影响滤波器的低频特性。因此要使频响特性达到题目要求，必须增大A的值，为了保证低频特性保持不变，还应当减小b的值。 最终的调整结果为： （2-7）该传输函数所确定滤波器的频响特性曲线如图3-4所示

7、。由图可知此传输函数基本符合题目要求。 图3-4 MATLAB仿真结果三：系统设计与实现1.电路形式及器件选择此电路可用基本的低通和高通滤波器组成。根据传输函数分解方式的不同，可以有以下几种组合方式：= （3-1） 考虑到调整参数的难易程度，我们采用第三种形式。即： （3-2） 根据式3-2，我们设计如下电路形式：即前级为一个反向器，接着是一个低通滤波器和一个高通滤波器的并联电路，最后是一级反向相加器。由于RC滤波器的过渡带较平缓，符合于本系统的设计要求，因此低通与高通滤波器均由一个RC滤波器与一个同相比例放大器组合而成。该电路所使用的运算放大器应当选择LM386 ,TLC2822等音频放大器

8、。在此，由于只是简单地验证理论，因此使用了手头较常用的TLC084。2.参数计算 （3-3） 为了满足输入阻抗的要求，前级反向器的电阻选为R12=R13=110K低通滤波器参数 ：R4=10K，R1=10K，R2=33K，C=330nF 高通滤波器参数： R6=10K，R3=10K，（R5+R8）=1.7K C=330nF 在用multisim2001仿真时，把低通滤波器的参数稍作调整，令 R2=51K，这样仿真结果更符合设计要求。 3.电路图 图3-1 系统电路图4.仿真结果 图3-2 仿真结果（用multisim2001仿真） 结果分析：该电路频响特性符合题目要求。放大增益可控方案可编程增

9、益可控放大器：这个方法是最简单的，他集成了放大器，电阻网络，模拟开关，以及数字锁存器等元件于一身，通过精密电阻与高性能模拟开关控制增益，是最方便的选择。但是相对于集成度，他的漂移较大，输入阻抗不大，增益范围小，选择不多，应用不灵活，而且性能较好的片子价钱很贵，性价比不高。常见的有：PGA100/ 102 ，PGA202/ 203/ 204 ，AD526数字电位计：数字电位器（RDAC）是一种具有数字接口的有源器件，可以很方便地与微控器接口来精确调整其阻值。它具有耐冲击、抗振动、噪音小、使用寿命长等优点，更重要的是它可以代替电路中的机械电位器，容易实现控制自动化和操作上的智能化，在自动测控系统和

10、智能仪器中得到越来越广泛的应用。滑动端的位置可以被储存在非易失性存储器中，使用方便简单。在微处理器控制系统中，利用它与运放很容易构成程控增益放大器。其特点是它不仅能实现量程多级变化，实现高的增益分辨率，而且线路非常简单。但由于数字电位器受制造工艺等因素的制约，其通频带受限，利用它实现的程控增益放大器高频频响特性不理想。但本题并不要求很好的高频响应，甚是没有高频分量。所以数字电位计是一种很好的选择。逆向使用电压输出型DA：将DA输出端作为输入，由参考电压输入端输出，将DA转化为可变电阻网络，提供可变增益，可有MCU轻松的赋值。只需再配合一个固定增益的放大器，即可达到本题的要求，电路简单方便，可靠

11、性高。由于使用的DA为倒T电阻网络，故几乎没有延迟，响应迅速，提高了动态性能，也减少了输出端可能出现的尖脉冲。电子开关配合电阻网络或微继电器：此法与上二者在本质上是相同的，但在应用上，电子开关的导通电阻会影响增益的精度，常见的比如CD4051，测试得导通电阻RON随电源电压和输入模拟电压的变化而变化。当V DD = 5 V、V EE = 0 V 时, RON280 ,且随V i 的变化突变;当V DD > 10 V、V EE = 0 时, RON100 ,且随V i的变化缓变。可见,适当提高CD4051 的VDD有利于减小RON的影响,但应同时相应提高选通控制端A、B、C的输入逻辑电平。

12、如V DD = 12 V ( V EE = 0 V) ,可采用电源电压上拉箝位的办法,上拉电阻的阻值取1. 5 k以上,使选通控制信号的有效高电平不低于6 V. 这样既保证CD4051 理想导通( RON小) ,又实现了CMOS电平与TTL 电平之间的转换,也可以选用性能更优的模拟开关。也可以用微继电器作为切换开关,再用CD4051 去控制微继电器动作。因微继电器的接通电阻很小(一般在m 量级) ,故可从根本上克服上述缺点。但继电器的切换效率较低，在需要频繁切换的场合难以适应工作。DA用作衰减器当我们前级的放大给的足够大时，我们可以使用DA做衰减器来控制增益。他的原理与DA本来工作方式相似，利

13、用了DA的D/256衰减的功能，使输入输出形成我们想要的衰减，它的应用模式还是原来的电流式加零阶保持或电压模式。偏置方法偏执目的在某些电子元件工作时，必须加偏执电路来保证他的工作状态，是电路发挥它最大的工作能力，不影响电路功能。偏执方法对三极管的工作点偏置，一般都是通过二极管的导通压降，或者通过电阻分压完成。单电源情况偏执方法分压法：此法用电阻网络构成分压，一般用的都是大电阻，输入阻抗很大，故微小电流扰动就会造成分压波动。在对功率有限制的情况下，通常采用此法，但是也同时要求对偏执精度要求不高。运放电压跟随法：此法相当于在分压网络后附带一个射随器，提供很大的输入阻抗与很小的输出阻抗，这时，这个分压网络相当于一个恒压源，输出电流的波动并不会直接反映在分压大小上。其缺点就是成本较高