数字基带传输系统ppt课件

1、第5章 数字基带传输系统5.1 数字基带信号及其频谱特性5.2 基带传输的常用码型5.3 数字基带信号传输与码间串扰5.4 无码间串扰的基带传输特性5.5 基带传输系统的抗噪声性能5.6 眼图5.7 部分呼应和时域平衡v 数字通讯系统包括数据通讯系统都是以数字信号为载体传输信息。而数字信号可以是模拟信号经数字化处置后而构成的脉冲编码信号，也能够是来自数据终端设备比如计算机的原始数据信号。数字信号在普通情况下可以表示为一个数字序列：v ,a-2,a-1,a0,a1,a2,an,v简记为an。 an是数字序列的根本单元,称为码元。每个码元只能取离散的有限个值，例如在二进制中， an只能取0或1两个

2、值；在M进制中， an取0 ,1 ,2 , : ,M-1等M个值，或者取二进制码的M种陈列.v由于码元的取值有限，因此通常用不同幅度的电脉冲表示码由于码元的取值有限，因此通常用不同幅度的电脉冲表示码元的不同取值。例如用幅度为元的不同取值。例如用幅度为A A的矩形脉冲高电平表示的矩形脉冲高电平表示1 1，用幅度为用幅度为0 0的矩形脉冲低电平表示的矩形脉冲低电平表示0 0，由此构成的二进制，由此构成的二进制电脉冲序列被称为数字基带信号，这是由于它们所占据的频电脉冲序列被称为数字基带信号，这是由于它们所占据的频带通常从直流和低频开场并且未经载波调制。因此，我们可带通常从直流和低频开场并且未经载波调

3、制。因此，我们可以这样定义：频带分布在低频段通常包含直流且未经过以这样定义：频带分布在低频段通常包含直流且未经过调制的信号通常被称为基带信号。调制的信号通常被称为基带信号。 v从方式上看，基带信号有模拟和数字之分，具有高、低也从方式上看，基带信号有模拟和数字之分，具有高、低也能够是正、负两种电平形状的电脉冲序列被称为数字基带能够是正、负两种电平形状的电脉冲序列被称为数字基带信号，其特点是信号频带通常从直流和低频开场并且未经载信号，其特点是信号频带通常从直流和低频开场并且未经载波调制；而未经过调制的模拟信号可称为模拟基带信号。波调制；而未经过调制的模拟信号可称为模拟基带信号。v在某些有线信道中，

4、特别是在传输间隔不太远的情况下，数在某些有线信道中，特别是在传输间隔不太远的情况下，数字基带信号可以直接传输，这种传输方式被称为数字信号的字基带信号可以直接传输，这种传输方式被称为数字信号的基带传输。由于大多数实践信道都是带通型的，因此必需先基带传输。由于大多数实践信道都是带通型的，因此必需先用数字基带信号对载波进展调制，构成数字调制信号后再进用数字基带信号对载波进展调制，构成数字调制信号后再进展传输，这种传输方式被称为数字信号的调制传输或频带展传输，这种传输方式被称为数字信号的调制传输或频带传输。传输。v总结:v数字基带信号 未经调制的数字信号，它所占据的频谱是从零频或很低频率开场的。v数字

5、基带传输系统 不经载波调制而直接传输数字基带信号的系统，常用于传输间隔不太远的情况下。v数字带通传输系统 包括调制和解调过程的传输系统v研讨数字基带传输系统的缘由：v近程数据通讯系统中广泛采用v基带传输方式也有迅速开展的趋势v基带传输中包含带通传输的许多根本问题v任何一个采用线性调制的带通传输系统，可以等效为一个基带传输系统来研讨。 5.1 5.1 数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性 5.1.1 5.1.1 数字基带信号数字基带信号 数字基带信号是指音讯代码的电波形，它是用数字基带信号是指音讯代码的电波形，它是用不同的电平或脉冲来表示相应的音讯代码。数字基不同的电平或脉冲来表示相

6、应的音讯代码。数字基带信号带信号(以下简称为基带信号以下简称为基带信号)的类型有很多，常见的类型有很多，常见的有矩形脉冲、三角波、高斯脉冲和升余弦脉冲等。的有矩形脉冲、三角波、高斯脉冲和升余弦脉冲等。最常用的是矩形脉冲，由于矩形脉冲易于构成和变最常用的是矩形脉冲，由于矩形脉冲易于构成和变换，下面就以矩形脉冲为例引见几种最常见的基带换，下面就以矩形脉冲为例引见几种最常见的基带信号波形。信号波形。 几种常见的基带信号波形几种常见的基带信号波形10100110 E(a) E E110011 E0101011(b)(c) E E1010011(d) E E1100011 E E 3E 3E010 01

7、1100 11 10 00 1(e)( f )0单极性不归零波形单极性不归零波形 单极性不归零波形，这是一种最简单、单极性不归零波形，这是一种最简单、 最常用的基带信号方式。这种最常用的基带信号方式。这种信号脉冲的零电平和正电平分别对应着二进制代码信号脉冲的零电平和正电平分别对应着二进制代码0 0和和1 1，或者说，它在一，或者说，它在一个码元时间内用脉冲的有或无来对应表示个码元时间内用脉冲的有或无来对应表示0 0或或1 1码。其特点是极性单一，有码。其特点是极性单一，有直流分量，脉冲之间无间隔。另外位同步信息包含在电平的转换之中，当直流分量，脉冲之间无间隔。另外位同步信息包含在电平的转换之中

8、，当出现连出现连0 0序列时没有位同步信息。序列时没有位同步信息。 双极性不归零波形双极性不归零波形 在双极性不归零波形中在双极性不归零波形中, ,脉冲的正、负电平分别对应于二进制代码脉冲的正、负电平分别对应于二进制代码1 1、0 0，由于它是幅度相等极性相反的双极性波形，由于它是幅度相等极性相反的双极性波形， 故当故当0 0、 1 1符号等能够出符号等能够出现时无直流分量。现时无直流分量。 这样，恢复信号的判决电平为这样，恢复信号的判决电平为 0 0，因此不受信道特性，因此不受信道特性变化的影响，抗干扰才干也较强。故双极性波形有利于在信道中传输。变化的影响，抗干扰才干也较强。故双极性波形有利

9、于在信道中传输。 单极性归零单极性归零(RZ)(RZ)波形：信号电压在一个码元终止时辰前总要回到波形：信号电压在一个码元终止时辰前总要回到零电平。通常，归零波形运用半占空码，即占空比为零电平。通常，归零波形运用半占空码，即占空比为50%50%。从单极。从单极性性RZRZ波形可以直接提取定时信息波形可以直接提取定时信息。 与归零波形相对应，上面的单极性波形和双极性波形与归零波形相对应，上面的单极性波形和双极性波形属于非归零属于非归零(NRZ)(NRZ)波形，其占空比等于波形，其占空比等于100100。双极性归零波形：兼有双极性和归零波形的特点。使得接纳端很双极性归零波形：兼有双极性和归零波形的特

10、点。使得接纳端很容易识别出每个码元的起止时辰，便于同步。容易识别出每个码元的起止时辰，便于同步。差分波形：用相邻码元的电平的跳变和不变来表示音讯代码差分波形：用相邻码元的电平的跳变和不变来表示音讯代码 ，图，图中，以电平跳变表示中，以电平跳变表示“1 1，以电平不变表示，以电平不变表示“0 0。它也称相对。它也称相对码波形。用差分波形传送代码可以消除设备初始形状的影响。码波形。用差分波形传送代码可以消除设备初始形状的影响。多电平波形：可以提高频带利用率。图中给出了一个四电平波形多电平波形：可以提高频带利用率。图中给出了一个四电平波形2B1Q2B1Q。 v数字基带信号的表示式：表示信息码元的单个

11、脉冲的数字基带信号的表示式：表示信息码元的单个脉冲的波形并非一定是矩形的。波形并非一定是矩形的。v假设表示各码元的波形一样而电平取值不假设表示各码元的波形一样而电平取值不同，那么数字基带信号可表示为：同，那么数字基带信号可表示为：v式中，式中，an an 第第n n个码元所对应的电平值个码元所对应的电平值v Ts Ts 码元继续时间码元继续时间v g(t) g(t) 某种脉冲波形某种脉冲波形v普通情况下，数字基带信号可表示为一随机脉冲普通情况下，数字基带信号可表示为一随机脉冲序列：序列：v式中，式中，sn(t)sn(t)可以有可以有N N种不同的脉冲波形。种不同的脉冲波形。 nsnnTtgat

12、s)()(nntsts)()( 5.1.2 基带信号的频谱特性 研讨基带信号的频谱构造是非常必要的，经过谱分析， 我们可以了解信号需求占据的频带宽度，所包含的频谱分量， 有无直流分量， 有无定时分量等。这样，我们才干针对信号谱的特点来选择相匹配的信道，以及确定能否可从信号中提取定时信号。 数字基带信号是随机的脉冲序列，没有确定的频谱函数，所以只能用功率谱来描画它的频谱特性。前面引见的由随机过程的相关函数去求随机过程的功率(或能量)谱密度就是一种典型的分析广义平稳随机过程的方法。但这种计算方法比较复杂。一种比较简单的方法是以随机过程功率谱的原始定义为出发点，求出数字随机序列的功率谱公式。 v 本

13、小节讨论的问题本小节讨论的问题v由于数字基带信号是一个随机脉冲序列，没有确定的频谱函数，所以只能用功率谱来描画它的频谱特性。由于数字基带信号是一个随机脉冲序列，没有确定的频谱函数，所以只能用功率谱来描画它的频谱特性。v这里将从随机过程功率谱的原始定义出发，求出数字随机序列的功率谱公式。这里将从随机过程功率谱的原始定义出发，求出数字随机序列的功率谱公式。v随机脉冲序列的表示式随机脉冲序列的表示式v设一个二进制的随机脉冲序列如以下图所示：设一个二进制的随机脉冲序列如以下图所示：v 设二进制的随机脉冲序列如图设二进制的随机脉冲序列如图 所示，其中，假设所示，其中，假设g1(t) g1(t) 表示表示

14、“0 0码，码，g2(t) g2(t) 表示表示“1 1码。码。g1(t)g1(t)和和g2(t)g2(t)在实践中可以是恣意的脉在实践中可以是恣意的脉冲，但为了便于在图上区分，这里我们把冲，但为了便于在图上区分，这里我们把g1(t)g1(t)画成宽度为画成宽度为TsTs的方波，把的方波，把g2(t)g2(t)画成宽度为画成宽度为TsTs的三角波。的三角波。v 随机脉冲序列表示波形随机脉冲序列表示波形g2(t 4Ts)g1(t 3Ts)g1(t 2Ts)g2(t Ts)g (t)g1 (t)g2(t Ts)g2(t 2Ts)ttO Ts2Ts2O Ts2 TsTs2Tsv(t)tOu(t)(a

15、)(b)(c)图中图中Ts Ts 码元宽度码元宽度 g1(t)g1(t)和和g2(t) g2(t) 分别表示音讯码分别表示音讯码“0 0和和“1 1，为恣意波形。，为恣意波形。设序列中任一码元时间设序列中任一码元时间TsTs内内g1(t)g1(t)和和g2(t)g2(t)出现的概率分别为出现的概率分别为P P和和(1-(1-P)P)，且以为它们的出现是统计独立的，那么该序列可表示为，且以为它们的出现是统计独立的，那么该序列可表示为式中式中 nntsts)()(12(),( )(1)SnSg tnTPs tgtnTP以概率出现（）， 以概率出现为了使频谱分析的物理概念清楚，推导过程简化，我们可以

16、把为了使频谱分析的物理概念清楚，推导过程简化，我们可以把s(t)s(t)分解成稳态波分解成稳态波v(t)v(t)和交变波和交变波u(t) u(t) 。所谓稳态波，即随机序列。所谓稳态波，即随机序列s(t)s(t)的统计平均分量，它取决于每个码元内出现的统计平均分量，它取决于每个码元内出现g1(t)g1(t)和和g2(t) g2(t) 的概率的概率加权平均，因此可表示成加权平均，因此可表示成由于由于v(t)v(t)在每个码元内的统计平均波形一样，故在每个码元内的统计平均波形一样，故v(t)v(t)是以是以TsTs为为周期的周期信号。周期的周期信号。)()()1 ()()(21tvnTtgPnTt

17、Pgtvnnnss交变波交变波u(t)u(t)是是s(t)s(t)与与v(t)v(t)之差，即之差，即于是于是式中，式中， 或写成或写成其中其中显然，显然， u(t) u(t)是一个随机脉冲序列是一个随机脉冲序列 。 )()()(tvtstunntutu)()()1 (),()()()1 ()()(),()()1 ()()1 ()()()(2121221211PnTtgnTtgPnTtgPnTtPgnTtgPnTtgnTtgPnTtgPnTtPgnTtgtussssssssssn以概率以概率)()()(21ssnnnTtgnTtgatu)1 (,1PPPPan以概率以概率v经过计算可以得出经过

18、计算可以得出vv(t)v(t)的功率谱密度的功率谱密度Pv(f)Pv(f)vu (t)u (t)的功率谱密度的功率谱密度v式阐明，交变波的功率谱式阐明，交变波的功率谱Pu (f)Pu (f)是延续谱，它与是延续谱，它与g1(t)g1(t)和和g2(t)g2(t)的频谱以及概率的频谱以及概率P P有关。通常，根据延续谱可以确定随有关。通常，根据延续谱可以确定随机序列的带宽。机序列的带宽。 212()(1)()()vSSSsmPffPG mfP G mffmf221221)()()1 () 12()()()1 () 12(lim)(fGfGPPfTNfGfGPPNfPSsNuvs(t)s(t)的功

19、率谱密度的功率谱密度Ps(f)Ps(f)v由于由于s(t) = u(t) + v(t)s(t) = u(t) + v(t)，所以将下两式相加：，所以将下两式相加：v即可得到随机序列即可得到随机序列s(t)s(t)的功率谱密度，即的功率谱密度，即v上式为双边的功率谱密度表示式。假设写成单边的，那么有上式为双边的功率谱密度表示式。假设写成单边的，那么有221)()()1()(fGfGPPffPSu212()(1)()()vSSSsmPffP Gm fP Gm ffm f 221)()()1 ()()()(fGfGPPffPfPfPSvusmSSSSmffmfGPmfPGf)()()1 ()(221

20、221)()()1 ()(fGfGPPffPSS)() 0()1 () 0(2212fGPPGfs0,)()()1 ()(212212fmffmfGPmfPGfmSSSS式中式中fs = 1/Ts fs = 1/Ts 码元速率；码元速率； Ts - Ts - 码元宽度继续时间码元宽度继续时间 G1(f)G1(f)和和G2(f)G2(f)分别是分别是g1(t)g1(t)和和g2(t)g2(t)的傅里叶变换的傅里叶变换221)()()1 ()(fGfGPPffPSS)() 0()1 () 0(2212fGPPGfs0,)()()1 ()(212212fmffmfGPmfPGfmSSSS由上式可见：

21、由上式可见：二进制随机脉冲序列的功率谱二进制随机脉冲序列的功率谱Ps(f)Ps(f)能够包含延续谱第一项和离能够包含延续谱第一项和离散谱第二项。散谱第二项。延续谱总是存在的，这是由于代表数据信息的延续谱总是存在的，这是由于代表数据信息的g1(t)g1(t)和和g2(t)g2(t)波形不波形不能完全一样，故有能完全一样，故有G1(f) G2(f) G1(f) G2(f) 。谱的外形取决于。谱的外形取决于g1(t)g1(t)和和g2(t)g2(t)的频谱以及出现的概率的频谱以及出现的概率P P。离散谱能否存在，取决于离散谱能否存在，取决于g1(t)g1(t)和和g2(t)g2(t)的波形及其出现的

22、概率的波形及其出现的概率P P。 由式可知， 随机脉冲序列的功率谱密度能够包含延续谱Pu(f)和离散谱Pv(f)。对于延续谱而言，由于代表数字信息的g1(t)及g2(t)不能完全一样，故G1(f)G2(f)， 因此Pu()总是存在的； 而离散谱能否存在，取决g1(t)和g2(t)的波形及其出现的概率P，普通情况下，它也总是存在的，但对于双极性信号 g1(t) = - g2(t) = g(t) ，且概率P=1/2等概时，那么没有离散分量(f - mfs)。根据离散谱可以确定随机序列能否有直流分量和定时分量。下面举例阐明。 Ps(f)=fsP(1-P)|G(f)|2+ )()()1 (2smssm

23、ffmfGpfv【例【例1 1】 求单极性求单极性NRZNRZ和和RZRZ矩形脉冲序列的功率谱。矩形脉冲序列的功率谱。v【解】对于单极性波形：假设设【解】对于单极性波形：假设设g1(t) = 0g1(t) = 0， g2(t) g2(t) = g(t) = g(t) ，将其代入下式，将其代入下式vv可得到由其构成的随机脉冲序列的双边功率谱密度为可得到由其构成的随机脉冲序列的双边功率谱密度为v 当当P=1/2P=1/2时，上式简化为时，上式简化为221)()()1 ()()()(fGfGPPffPfPfPSvusmSSSSmffmfGPmfPGf)()()1 ()(221mSSSSSmffmfG

24、PffGPPffP)()()1 ()()1 ()(22mSSSSSmffmfGffGffP)()(41)(41)(222讨论：讨论：假设表示假设表示“1 1码的波形码的波形g2(t) = g(t)g2(t) = g(t)为不归零为不归零NRZNRZ矩形脉冲，矩形脉冲，即即 其频谱函数为其频谱函数为当当 f = mfs f = mfs 时：假设时：假设m = 0m = 0，G(0) = Ts Sa(0) G(0) = Ts Sa(0) 0 0，故频谱，故频谱Ps(f)Ps(f) 中有直流分量。中有直流分量。 假设假设m m为不等于零的整数，为不等于零的整数，频谱频谱Ps(f)Ps(f)中离散谱为

25、零，因此无定时分量中离散谱为零，因此无定时分量 1,20,STtg tt其他sin( )()SSSSSf TG fTT Saf Tf T0)()(nSaTmfGSS这时，下式这时，下式变成变成2sin11( )44SSSSfTf TffT)(41)(42ffTSaTSS)( fPSmSSSSSmffmfGffGffP)()(41)(41)(222v假设表示假设表示“1 1码的波形码的波形g2(t) = g(t)g2(t) = g(t)为半占空归零矩形脉冲，为半占空归零矩形脉冲，即即 脉冲宽度脉冲宽度 = Ts /2 = Ts /2 时，其频谱函数为时，其频谱函数为v当当 f = mfs f =

26、 mfs 时：假设时：假设m = 0m = 0，G(0) = Ts Sa(0)/2 G(0) = Ts Sa(0)/2 0 0，故功率谱故功率谱 Ps(f) Ps(f)中有直流分量。中有直流分量。v 假设假设m m为奇数，为奇数，v此时有离散谱，因此有定时分量此时有离散谱，因此有定时分量m=1m=1时时v 假设假设m m为偶数，为偶数，v此时无离散谱，功率谱此时无离散谱，功率谱Ps(f)Ps(f)变成变成 ( )()22SSTf TG fSa0)2(2)(mSaTmfGSS0)2(2)(mSaTmfGSS)()2(161)2(16)(22SmSSSmffmSafTSaTfP单极性信号的功率谱密

27、度分别如以下图中的实线和虚线所示单极性信号的功率谱密度分别如以下图中的实线和虚线所示v【例【例2 2】 求双极性求双极性NRZNRZ和和RZRZ矩形脉冲序列的功率谱。矩形脉冲序列的功率谱。v【解】对于双极性波形：假设设【解】对于双极性波形：假设设g1(t) = - g2(t) g1(t) = - g2(t) = g(t) = g(t) ，那么由，那么由 式式v可得可得v当当P = 1/2P = 1/2时，上式变为时，上式变为 221)()()1 ()()()(fGfGPPffPfPfPSvusmSSSSmffmfGPmfPGf)()()1 ()(221mSSSSSmffmfGPffGPPffP

28、)()() 12()()1 (4)(222)()(fGffPSS讨论：假设g(t)是高度为1的NRZ矩形脉冲，那么上式可写成 假设g(t)是高度为1的半占空RZ矩形脉冲，那么有2)()(fGffPSS)()(2SSSfTSaTfP2()42SSTSafT)( fPS双极性信号的功率谱密度曲线如以下图中的实线和虚线所示双极性信号的功率谱密度曲线如以下图中的实线和虚线所示v从以上两例可以看出：从以上两例可以看出：v二进制基带信号的带宽主要依赖单个码元波形的频谱函二进制基带信号的带宽主要依赖单个码元波形的频谱函数数G1(f)G1(f)和和G2(f) G2(f) 。时间波形的占空比越小，占用频带越。时

29、间波形的占空比越小，占用频带越宽。假设以谱的第宽。假设以谱的第1 1个零点计算，个零点计算， NRZ( NRZ( = Ts) = Ts)基带信基带信号的带宽为号的带宽为BS = 1/BS = 1/ = fs = fs ；RZ(RZ( = Ts / 2) = Ts / 2)基带信号基带信号的带宽为的带宽为BS = 1/BS = 1/ = 2fs = 2fs 。其中。其中fs = 1/Ts fs = 1/Ts ，是位定，是位定时信号的频率，它在数值上与码元速率时信号的频率，它在数值上与码元速率RBRB相等。相等。v单极性基带信号能否存在离散线谱取决于矩形脉冲的占单极性基带信号能否存在离散线谱取决于

30、矩形脉冲的占空比。单极性空比。单极性NRZNRZ信号中没有定时分量，假想象获取定时信号中没有定时分量，假想象获取定时分量，要进展波形变换；单极性分量，要进展波形变换；单极性RZRZ信号中含有定时分量，信号中含有定时分量，可以直接提取它。可以直接提取它。“0 0、“1 1等概的双极性信号没有等概的双极性信号没有离散谱，也就是说没有直流分量和定时分量。离散谱，也就是说没有直流分量和定时分量。5.2 5.2 基带传输的常用码型基带传输的常用码型 在实践的基带传输系统中，并不是一切代码的电波形都能在信道中传输。例如，前面引见的含有直流分量和较丰富低频分量的单极性基带波形就不适宜在低频传输特性差的信道中

31、传输，由于它有能够呵斥信号严重畸变。又如，当音讯代码中包含长串的延续“1或“0符号时，非归零波形呈现出延续的固定电平，因此无法获取定时信息。单极性归零码在传送连“0时，存在同样的问题。因此，对传输用的基带信号主要有两个方面的要求： 1 对代码的要求， 原始音讯代码必需编成适宜于传输用的码型； 2 对所选码型的电波形要求， 电波形应适宜于基带系统的传输。 前者属于传输码型的选择， 后者是基带脉冲的选择。 这是两个既独立又有联络的问题。 传输码(或称线路码)的构造将取决于实践信道特性和系统任务的条件。通常，传输码的构造应具有以下主要特性： (1) 相应的基带信号无直流分量， 且低频分量少； (2)

32、 便于从信号中提取定时信息； (3) 信号中高频分量尽量少， 以节省传输频带并减少码间串扰； (4) 不受信息源统计特性的影响， 即能顺应于信息源的变化； (5) 具有内在的检错才干，传输码型应具有一定规律性， 以便利用这一规律性进展宏观监测； (6) 编译码设备要尽能够简单， 等等。 5.2.25.2.2几种常用的传输码型几种常用的传输码型AMIAMI码：传号交替反转码码：传号交替反转码编码规那么：将音讯码的编码规那么：将音讯码的“1 1( (传号传号) )交替地变交替地变换为换为“+1+1和和“-1-1，而，而“0 0( (空号空号) )坚持不变。坚持不变。例：例：音讯码：音讯码： 0 1

33、 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1 1 1 0 0 1 1 AMIAMI码：码： 0 -1 +1 0 0 0 0 0 0 0 0 -1 +1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 +1 0 0 +1 0 0 1 +1 1 +1 AMIAMI码对应的波形是具有正、负、零三种电平的码对应的波形是具有正、负、零三种电平的脉冲序列。脉冲序列。AMIAMI码的优点：没有直流成分，且高、低频分量少，编译码电路简码的优点：没有直流成分，且高、低频分量少，编译码电路简单，且可利用传号极性交替这一规律察看误码情况；假设它是单，且可利用传号极性交替这一规

34、律察看误码情况；假设它是AMI-RZAMI-RZ波形，接纳后只需全波整流，就可变为单极性波形，接纳后只需全波整流，就可变为单极性RZRZ波形，从波形，从中可以提取位定时分量中可以提取位定时分量AMIAMI码的缺陷：当原信码出现长连码的缺陷：当原信码出现长连“0 0串时，信号的电平长时间串时，信号的电平长时间不跳变，呵斥提取定时信号的困难。处理连不跳变，呵斥提取定时信号的困难。处理连“0 0码问题的有效方码问题的有效方法之一是采用法之一是采用HDBHDB码。码。 vHDB3HDB3码：码：3 3阶高密度双极性码阶高密度双极性码v它是它是AMIAMI码的一种改良型，改良目的是为了坚持码的一种改良型

35、，改良目的是为了坚持AMIAMI码的码的优点而抑制其缺陷，使连优点而抑制其缺陷，使连“0 0个数不超越个数不超越3 3个。个。 v编码规那么：编码规那么：v1 1检查音讯码中检查音讯码中“0 0的个数。当连的个数。当连“0 0数目小于数目小于等于等于3 3时，时，HDB3HDB3码与码与AMIAMI码一样，码一样，+1+1与与-1-1交替；交替；v2 2连连“0 0数目超越数目超越3 3时，将每时，将每4 4个连个连“0 0化作一小化作一小节，定义为节，定义为B00VB00V，称为破坏节，其中，称为破坏节，其中V V称为破坏脉冲，称为破坏脉冲，而而B B称为调理脉冲；称为调理脉冲；v3 3V

36、V与前一个相邻的非与前一个相邻的非“0 0脉冲的极性一样脉冲的极性一样( (这破坏这破坏了极性交替的规那么，所以了极性交替的规那么，所以V V称为破坏脉冲称为破坏脉冲) )，并且要求，并且要求相邻的相邻的V V码之间极性必需交替。码之间极性必需交替。V V的取值为的取值为+1+1或或-1-1； 4 4B B的取值可选的取值可选0 0、+1+1或或-1-1，以使，以使V V同时满足同时满足3 3中的两个中的两个要求；要求； 5 5V V码后面的传号码极性也要交替。码后面的传号码极性也要交替。 例：例：音讯码：音讯码： 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 1 0 0 0 0 1

37、 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 l 10 0 0 0 0 0 l 1 AMI AMI码：码： -1 0 0 0 0 +1 0 0 0 0 -1 +1 0 0 -1 0 0 0 0 +1 0 0 0 0 -1 +1 0 0 0 0 0 0 0 0 -1 +10 0 0 0 0 0 -1 +1 HDB HDB码：码： -1 0 0 0 -1 0 0 0 V +1 0 0 0 +V -1 +1-B 0 0 V +1 0 0 0 +V -1 +1-B 0 0 V V +B 0 0 +V -l +1+B 0 0 +V -l +1 其中的其中的V V脉冲和脉冲和B B脉冲与脉冲与

38、1 1脉冲波形一样，脉冲波形一样，用用V V或或B B符号表示的目的是为了表示该非符号表示的目的是为了表示该非“0 0码是由原信码码是由原信码的的“0 0变换而来的。变换而来的。HDB3HDB3码的译码：码的译码： HDB3 HDB3码的编码虽然比较复杂，但译码却比较简单。从上码的编码虽然比较复杂，但译码却比较简单。从上述编码规那么看出，每一个破坏脉冲述编码规那么看出，每一个破坏脉冲V V总是与前一非总是与前一非“0 0脉冲脉冲同极性同极性( (包括包括B B在内在内) )。这就是说，从收到的符号序列中可以容易。这就是说，从收到的符号序列中可以容易地找到破坏点地找到破坏点V V，于是也断定，于

39、是也断定V V符号及其前面的符号及其前面的3 3个符号必是连个符号必是连“0 0符号，从而恢复符号，从而恢复4 4个连个连“0 0码，再将一切码，再将一切-1-1变成变成+1+1后便得后便得到原音讯代码。到原音讯代码。v双相码：又称曼彻斯特双相码：又称曼彻斯特ManchesterManchester码码 v用一个周期的正负对称方波表示用一个周期的正负对称方波表示“0 0，而用其反相波，而用其反相波形表示形表示“1 1。 v“0 0码用码用“0101两位码表示，两位码表示，“1 1码用码用“10 10 两位两位码表示码表示 v例：例：v音讯码：音讯码： 1 1 0 0 1 0 1 1 0 0 1

40、 0 1 1v双相码：双相码： 10 10 01 01 10 01 10 10 10 01 01 10 01 10v优缺陷：优缺陷：v 双相码波形是一种双极性双相码波形是一种双极性NRZNRZ波形，只需波形，只需极性相反的两个电平。它在每个码元间隔的中心点都存极性相反的两个电平。它在每个码元间隔的中心点都存在电平跳变，所以含有丰富的位定时信息，且没有直流在电平跳变，所以含有丰富的位定时信息，且没有直流分量，编码过程也简单。缺陷是占用带宽加倍，使频带分量，编码过程也简单。缺陷是占用带宽加倍，使频带利用率降低。利用率降低。v差分双相码差分双相码 v 为理处理双相码因极性反转而引起的译为理处理双相码

41、因极性反转而引起的译码错误，可以采用差分码的概念。双相码是利用每个码错误，可以采用差分码的概念。双相码是利用每个码元继续时间中间的电平跳变进展同步和信码表示码元继续时间中间的电平跳变进展同步和信码表示由负到正的跳变表示二进制由负到正的跳变表示二进制“0 0，由正到负的跳变，由正到负的跳变表示二进制表示二进制“1 1。而在差分双相码编码中，每个码。而在差分双相码编码中，每个码元中间的电平跳变用于同步，而每个码元的开场处能元中间的电平跳变用于同步，而每个码元的开场处能否存在额外的跳变用来确定信码。有跳变那么表示二否存在额外的跳变用来确定信码。有跳变那么表示二进制进制“1 1，无跳变那么表示二进制，

42、无跳变那么表示二进制“0 0。v密勒码：又称延迟调制码密勒码：又称延迟调制码 v编码规那么：编码规那么：v“1 1码用码元中心点出现跃变来表示，即用码用码元中心点出现跃变来表示，即用“1010或或“0101表示。表示。v“0 0码有两种情况：码有两种情况：v单个单个“0 0时，在码元继续时间内不出现电时，在码元继续时间内不出现电平跃变，且与相邻码元的边境处也不跃变，平跃变，且与相邻码元的边境处也不跃变，v连连“0 0时，在两个时，在两个“0 0码的边境处出现电码的边境处出现电平跃变，即平跃变，即0000与与“1111交替。交替。例：图例：图(a)(a)是双相码的波形；是双相码的波形；图图(b(

43、b为密勒码的波形；假设两个为密勒码的波形；假设两个“1 1码中间有一个码中间有一个“0 0码时，码时，密勒码流中出现最大宽度为密勒码流中出现最大宽度为2Ts2Ts的波形，即两个码元周期。这一性的波形，即两个码元周期。这一性质可用来进展宏观检错。质可用来进展宏观检错。用双相码的下降沿去触发双稳电路，即可输出密勒码。用双相码的下降沿去触发双稳电路，即可输出密勒码。 vCMICMI码：码：CMICMI码是传号反转码的简称。码是传号反转码的简称。v编码规那么：编码规那么：“1 1码交替用码交替用“1 11 1和和“0 00 0两位码表两位码表示；示；“0 0码固定地用码固定地用“0101表示。表示。v

44、波形图举例：如以下图波形图举例：如以下图(c)(c)vCMICMI码易于实现，含有丰富的定时信息。此外，由于码易于实现，含有丰富的定时信息。此外，由于1010为为禁用码组，不会出现禁用码组，不会出现3 3个以上的连码，这个规律可用来宏个以上的连码，这个规律可用来宏观检错。观检错。 5.3 5.3 数字基带信号传输与码间串扰数字基带信号传输与码间串扰5.3.15.3.1数字基带信号传输系统的组成数字基带信号传输系统的组成根本构造根本构造信道信号构成器发送滤波器：紧缩输入信号信道信号构成器发送滤波器：紧缩输入信号频带，把传输码变换成适宜于信道传输的基带信频带，把传输码变换成适宜于信道传输的基带信号

45、波形。号波形。v 信道：信道的传输特性普通不满足无失真传输条件，因此会引起传输波形的失真。另外信道还会引入噪声n(t)，并假设它是均值为零的高斯白噪声。v接纳滤波器： 它用来接纳信号，滤除信道噪声和其他干扰，对信道特性进展平衡，使输出的基带波形有利于抽样判决。v抽样判决器：对接纳滤波器的输出波形进展抽样判决，以恢复或再生基带信号。v同步提取：用同步提取电路从接纳信号中提取定时脉冲 v基带系统的各点波形表示图基带系统的各点波形表示图输入信号 码型变换后 传输的波形 信道输出 接纳滤波输出 位定时脉冲恢复的信息 错误码元 v码间串扰码间串扰v两种误码缘由：两种误码缘由：v码间串扰码间串扰 v信道加

46、性噪声信道加性噪声v码间串扰缘由：系统传输总特性不理想，导致前后码元码间串扰缘由：系统传输总特性不理想，导致前后码元的波形畸变并使前面波形出现很长的拖尾，从而对当前的波形畸变并使前面波形出现很长的拖尾，从而对当前码元的判决呵斥干扰。码元的判决呵斥干扰。 v码间串扰严重时，会呵斥错误判决，如以下图所示：码间串扰严重时，会呵斥错误判决，如以下图所示：0ts(t)T 2 T2TT无码间串扰表示图无码间串扰表示图 5.3.2 5.3.2 数字基带信号传输的定量分析数字基带信号传输的定量分析数字基带信号传输模型数字基带信号传输模型 假设：假设：an an 发送滤波器的输入符号序列，取值为发送滤波器的输入

47、符号序列，取值为0 0、1 1或或-1-1，+1+1。 d (t) d (t) 对应的基带信号对应的基带信号抽样判决nsnnTtatd)()(v发送滤波器输出发送滤波器输出v式中式中 gT (t) gT (t) 发送滤波器的冲激呼应发送滤波器的冲激呼应 v 设发送滤波器的传输特性为设发送滤波器的传输特性为GT (GT ( ) ) ，那么有，那么有v总传输特性总传输特性v 再设信道的传输特性为再设信道的传输特性为C(C( ) )，接纳滤波器的，接纳滤波器的传输特性为传输特性为GR (GR ( ) ) ，那么基带传输系统的总传输特性，那么基带传输系统的总传输特性为为v其单位冲激呼应为其单位冲激呼应

48、为nsTnTnTtgatgtdts)()()()(deGtgtjTT)(21)()()()()(RTGCGHdeHthtj)(21)(v接纳滤波器输出信号接纳滤波器输出信号v式中，式中，nR(t)nR(t)是加性噪声是加性噪声n(t)n(t)经过接纳滤波器后输出的噪声。经过接纳滤波器后输出的噪声。 v抽样判决：抽样判决器对抽样判决：抽样判决器对r(t)r(t)进展抽样判决进展抽样判决v例如，为了确定第例如，为了确定第k k个码元个码元 ak ak 的取值，首先应在的取值，首先应在t = kTs + t0 t = kTs + t0 时辰时辰上对上对r(t)r(t)进展抽样，以确定进展抽样，以确定

49、r(t)r(t)在该样点上的值。由上式得在该样点上的值。由上式得v式中，第一项式中，第一项ak h(t0)ak h(t0)是第是第k k个接纳码元波形的抽样值，它是确个接纳码元波形的抽样值，它是确定定ak ak 的根据；第二项的根据；第二项 项是除第项是除第k k个码元以外的其它码元波形在个码元以外的其它码元波形在第第k k个抽样时辰上的总和代数和，它对当前码元个抽样时辰上的总和代数和，它对当前码元akak的判决起着干扰的判决起着干扰的作用，所以称之为码间串扰值。的作用，所以称之为码间串扰值。 ( )( )( )( )()( )RnSRnr td th tnta h tnTnt0000()(

50、)()()sknsRsn kr kTta h ta h kn TtnkTt由于由于akak是以概率出现的，故码间串扰值通常是一个随机变量。是以概率出现的，故码间串扰值通常是一个随机变量。第三项第三项nR(kTS + t0)nR(kTS + t0)是输出噪声在抽样瞬间的值，它是一种随机干是输出噪声在抽样瞬间的值，它是一种随机干扰，也会影响对第扰，也会影响对第k k个码元的正确判决。个码元的正确判决。此时，实践抽样值不仅有本码元的值，还有码间串扰值及噪声，故此时，实践抽样值不仅有本码元的值，还有码间串扰值及噪声，故当当r (kTs + t0 )r (kTs + t0 )加到判决电路时，对加到判决电

51、路时，对akak取值的判决能够判对也能取值的判决能够判对也能够判错。例如，在二进制数字通讯时，够判错。例如，在二进制数字通讯时， ak ak的能够取值为的能够取值为“0 0或或“1 1，假设判决电路的判决门限为，假设判决电路的判决门限为Vd Vd ，那么这时判决规那么为：，那么这时判决规那么为：当当 r (kTs + t0 ) Vd r (kTs + t0 ) Vd时，判时，判akak为为“1 1当当 r (kTs + t0 ) Vd r (kTs + t0 ) Vd时，判时，判akak为为“0 0。显然，只需当码间串扰值和噪声足够小时，才干根本保证上述判显然，只需当码间串扰值和噪声足够小时，

52、才干根本保证上述判决的正确决的正确 v5.4 5.4 无码间串扰的基带传输特性无码间串扰的基带传输特性v本节先讨论在不思索噪声情况下，如何消除码间串本节先讨论在不思索噪声情况下，如何消除码间串扰；下一节再讨论无码间串扰情况下，如何减小信扰；下一节再讨论无码间串扰情况下，如何减小信道噪声的影响。道噪声的影响。v5.4.1 5.4.1 消除码间串扰的根本思想消除码间串扰的根本思想v由上式可知，假想象消除码间串扰，应使由上式可知，假想象消除码间串扰，应使v由于由于anan是随机的，要想经过各项相互抵消使码间串是随机的，要想经过各项相互抵消使码间串扰为扰为0 0是不行的，这就需求对是不行的，这就需求对

53、h(t)h(t)的波形提出要求。的波形提出要求。 0000()( )()()sknsRsn kr kTta h ta h kn TtnkTt0)(0knsntTnkha在上式中，假设让h (k-n)Ts +t0 在Ts+ t0 、2Ts +t0等后面码元抽样判决时辰上正好为0，就能消除码间串扰，如以下图所示：这就是消除码间串扰的根本思想。 0)(0knsntTnkha5.4.2 5.4.2 无码间串扰的条件无码间串扰的条件时域条件时域条件 如上所述，只需基带传输系统的冲激呼应如上所述，只需基带传输系统的冲激呼应波形波形h(t)h(t)仅在本码元的抽样时辰上有最大值，并仅在本码元的抽样时辰上有最

54、大值，并在其他码元的抽样时辰上均为在其他码元的抽样时辰上均为0 0，那么可消除码，那么可消除码间串扰。也就是说，假设对间串扰。也就是说，假设对h(t)h(t)在时辰在时辰t = kTst = kTs这里假设信道和接纳滤波器所呵斥的延迟这里假设信道和接纳滤波器所呵斥的延迟t0 = t0 = 0 0抽样，那么应有下式成立抽样，那么应有下式成立上式称为无码间串扰的时域条件。上式称为无码间串扰的时域条件。 也就是说，假设也就是说，假设h(t)h(t)的抽样值除了在的抽样值除了在t = 0t = 0时不时不为零外，在其他一切抽样点上均为零，就不存在为零外，在其他一切抽样点上均为零，就不存在码间串扰。码间

55、串扰。 为其他整数kkkThs, 00, 1)(v频域条件频域条件v根据根据h (t)h (t)和和H(H( ) )之间存在的傅里叶变换关系：之间存在的傅里叶变换关系：v在在t = kTst = kTs时，有时，有v把上式的积分区间用分段积分求和替代，每段长为把上式的积分区间用分段积分求和替代，每段长为2 2/Ts/Ts，那么上式可写成，那么上式可写成deHthtj)(21)( 12Sj kTHed)(SkTh(21)/(21)/1( )2SSSiTj kTSiTih kTHed推导后得到:在无码间串扰时域条件的要求下，我们得到无码间串扰时的基带传输特性应满足或写成上条件称为奈奎斯特(Nyqu

56、ist)第一准那么。基带系统的总特性H()凡是能符合此要求的，均能消除码间串扰。isSTiHT1)2(1STiSsTTiH)2(STv频域条件的物理意义频域条件的物理意义v将将H(H( ) )在在 轴上以轴上以2 2/Ts/Ts为间隔切开，然后分段沿为间隔切开，然后分段沿 轴轴平移到平移到(-(-/Ts, /Ts, /Ts)/Ts)区间内，将它们进展叠加，其区间内，将它们进展叠加，其结果该当为一常数不用一定是结果该当为一常数不用一定是Ts Ts 。 v这一过程可以归述为：一个实践的这一过程可以归述为：一个实践的H(H( ) )特性假设能等效特性假设能等效成一个理想矩形低通滤波器，那么可实现无码

57、间串成一个理想矩形低通滤波器，那么可实现无码间串扰。扰。 H(w)特性检验表示图TsH()OTs3Ts2TsTsTs2Ts3OTsTsTs3Ts2TsTsTs2Ts3OTsTsHeq()Tsi0i1i1(a)(b)(c)(d)(e)00S ()/ T 3 / T/ T3/ T/ T/ TS0T叠 加 结 果满足抽样值无失真条件的传送函数满足抽样值无失真条件的传送函数 5.4.3 无码间串扰的传输特性的设计满足奈奎斯特第一准那么并不是独一的要求。如何设计或选择满足此准那么的H()是我们接下来要讨论的问题。理想低通特性满足奈奎斯特第一准那么的H()有很多种，容易想到的一种极限情况，就是H()为理想

58、低通型，即ssSTTTH, 0,)( 理想低通系统a 传输特性； (b) 冲激呼应( )h t它的冲激呼应为它的冲激呼应为由图可见，由图可见，h(t)h(t)在在t = t = kTs (k kTs (k 0) 0)时有周期性零点，当发送时有周期性零点，当发送序列的时间间隔为序列的时间间隔为TsTs时，正好巧妙地利用了这些零点。只需接时，正好巧妙地利用了这些零点。只需接纳端在纳端在t = kTst = kTs时间点上抽样，就能实现无码间串扰。时间点上抽样，就能实现无码间串扰。)/(sin)(SSSTtSatTtTth由理想低通特性还可以看出，对于带宽为由理想低通特性还可以看出，对于带宽为的理想

59、低通传输特性：的理想低通传输特性：假设输入数据以假设输入数据以RB = 1/TsRB = 1/Ts波特的速率进展传输，那么在抽样时辰波特的速率进展传输，那么在抽样时辰上不存在码间串扰。上不存在码间串扰。假设以高于假设以高于1/Ts1/Ts波特的码元速率传送时，将存在码间串扰。波特的码元速率传送时，将存在码间串扰。通常将此带宽通常将此带宽B B称为奈奎斯特带宽，将称为奈奎斯特带宽，将RBRB称为奈奎斯特速率。称为奈奎斯特速率。 此基带系统所能提供的最高频带利用率为此基带系统所能提供的最高频带利用率为 但是，这种特性在物理上是无法实现的；并且但是，这种特性在物理上是无法实现的；并且h(t)h(t)

60、的振荡衰减的振荡衰减慢，使之对定时精度要求很高。故不能适用。慢，使之对定时精度要求很高。故不能适用。B =1 / 2 (H z)ST/2(B/Hz)BRBv余弦滚降特性余弦滚降特性 v为理处理理想低通特性存在的问题，可以使理想低通滤为理处理理想低通特性存在的问题，可以使理想低通滤波器特性的边沿缓慢下降，这称为波器特性的边沿缓慢下降，这称为“滚降。滚降。v一种常用的滚降特性是余弦滚降特性，如以下图所示：一种常用的滚降特性是余弦滚降特性，如以下图所示：v只需只需H(H( ) )在滚降段中心频率处与奈奎斯特带宽相在滚降段中心频率处与奈奎斯特带宽相对应呈奇对称的振幅特性，就必然可以满足奈奎斯特对应呈奇