中频感应电源的设计说明书

1、摘 要中频感应电源以其加热效率高、速度快，可控性好及易于实现机械化、自动化等优点，已在熔炼、铸造、弯管、热锻、焊接和表面热处理等行业得到广泛的应用。本设计中感应电源采用IGBT作为开关器件，可工作在10 Hz10 kHz频段。它由整流器、滤波器、和逆变器组成。整流器采用三相全桥式整流电路。滤波器滤波采用一个大电容和两个小的电解电容，逆变器主要由PWM控制器SG3525A控制四个IGBT的开通和关断，实现DC-AC的转换。本设计用单片机AT89C52作为控制电路的核心，通过单片机可以实现同步信号，给晶闸管提供脉冲信号，对整个中频电源进行控制和保护。逆变回路采用了快速V-MOS场效应管，由控制器S

2、G3525A进行控制，驱动电路是四个M57962L构成，锁相环CD4046组成的回路由单片机控制，实现了自动频率跟踪。同时设计了过电流检测环节和过载保护环节，控制回路由软件来实现，该电源在保证设备稳定可靠的条件下,能够实现最大的功率调节。关键词：感应加热电源；串联谐振；逆变电路；IGBTAbstractThe Intermediate Frequency Induction Heating has been widely applied in melting, casting, bend, hot forging, welding, Surface Heat Treatment due to

3、its advantages of high heating efficiency、high speed、easily controlled、easily being mechanized and automated. The scheme has made a plan of designs based on the task of design, designed corresponding hardware circuit and developed 20kW intermediate frequency induction heating power system. The thesi

4、s discusses the Choice of converter scheme in detail. Series Resonance Inverter has another name is Voltage Inverter. Its Output Voltage approaches square wave and load current approaches sine-wave. Inversion must follow the Principles of break before make and there is enough dead-time between turn-

5、off and turn on in order to avoiding direct through in upper and lower bridges. The thesis discussed the Choice of converter scheme in detail as well as introduced the control circuit of this power source and its design principle. Develop 20kW intermediate frequency induction heating power system wi

6、th switch element IGBT. Make a research on Converter Circuit, control circuit, driver circuit etc. The CMOS chip that is applied in the design is mainly PWM Controller SG3525A and optical coupler Drive Circuit HCPL-316J. The controlled feature of PWM Controller SG3525A is fully utilized in the proce

7、ss of design, which has wide adjustable operating frequency and dead time, input under voltage lock function and twin channel output current. The optical coupler Drive Circuit HCPL-316J is chosen as the driven of IGBT due to its functions, such as fast switch speed (500ns), optical isolation, the fe

8、edback of fault situation, wide operating voltage (15V30V), automatic reset and automatic close down etc. Key Words:Induction heating power supply; series resonance；inverse circuit；IGBT1绪论随着功率器件的发展，感应加热电源的频率也逐步提高，经历了中频、超音频、高频几个阶段。在感应加热电源的应用中，淬火、焊管、焊接等工艺都要求高频率高功率的电源。功率MOSFET虽然可以实现高频工作，但其电压、电流容量等级低，大功

9、率电源需采用串、并联技术，影响了电源运行的可靠性。绝缘栅双极晶体管(IGBT)比较容易实现电源高功率化，但在高频情况下，其开关损耗，尤其是IGBT关断时存在的尾部电流，会限制工作频率的进一步提高。本文论述的中频感应加热电源采用功率自关断功率器件IGBT，负载频率是开关管工作频率的二倍，间接拓宽了IGBT的使用频率；功率管工作于零电流开关状态，彻底消除了尾部电流引起的关断损耗，理论上可实现零开关损耗；同时采用死区控制策略后，可实现负载阻抗调节。以往一般采用晶闸管来实现逆变电路，但是晶闸管关断期反压太低，参数匹配麻烦，输出频率仍然偏低；而采用IGBT后，并让电路工作在电流断续状态下，这些问题都得到

10、很好地解决。为满足中小工件加热的需要，研制了一种新型线效的中频感应加热电源。该电源具有输出电压低圈匝数少、不需要中频变压器降压、结构简单、效率高、速度快、可控性好及易于实现自动化等优点，广泛应用于金属熔炼、透热、热处理和焊接等工业生产过程中，成为冶金、国防、机械加工等部门及铸、锻和船舶、飞机、汽车制造业等不可缺少的技术手段。1.1感应加热的原理感应加热原理为产生交变的电流，从而产生交变的磁场，在利用交变磁场来产生涡流达到加热的效果。如图1.1：图1.1 感应电流图示当交变电流通入感应圈时，感应圈内就会产生交变磁通，使感应圈内的工件受到电磁感应电势。设工件的等效匝数为。则感应电势： （1-1）如

11、果磁通是交变得，设，则有效值为： （1-3）感应电势E在工件中产生感应电流使工件内部开始加热，其焦耳热为： （1-4）式中： 感应电流有效值（安），R工件电阻（欧），t时间（秒）。这就是感应加热的原理。感应加热与其它的加热方式，如燃气加热，电阻炉加热等不同，它把电能直接送工件内部变成热能，将工件加热。而其他的加热方式是先加热工件表面，然后把热再传导加热内部。金属中产生的功率为： （1-5）感应电势和发热功率不仅与频率和磁场强弱有关，而且与工件的截面大小、截面形状等有关，还与工件本身的导电、导磁特性等有关。在感应加热设备中存在着三个效应集肤效应、近邻效应和圆环效应。集肤效应：当交变电流通过导体时

12、，沿导体截面上的电流分布式部均匀的，最大电流密度出现在导体的表面层，这种电流集聚的现象称为集肤效应。近邻效应当两根通有交流电的导体靠得很近时，在互相影响下，两导体中的电流要重新分布。当两根导体流的电流是反方向时，最大电流密度出现在导体内侧；当两根导体流的电流是同方向时，最大电流密度出现在导体外侧，这种现象称为近邻效应。圆环效应：若将交流电通过圆环形线圈时，最大电流密度出现在线圈导体的内侧，这种现象称为圆环效应。感应加热电源就是综合利用这三种效应的设备。在感应线圈中置以金属工件，感应线圈两端加上交流电压，产生交流电流，在工件中产生感应电流。此两电流方向相反，情况与两根平行母线流过方向相反的电流相

13、似。当电流和感应电流相互靠拢时，线圈和工件表现出邻近效应，结果，电流集聚在线圈的内侧表面，电流聚集在工件的外表面。这时线圈本身表现为圆环效应，而工件本身表现为集肤效应。 交变磁场在导体中感应出的电流亦称为涡流。工件中产生的涡流由于集肤效应，沿横截面由表面至中心按指数规律衰减，工程上规定，当涡流强度从表面向内层降低到其数值等于最大涡流强度的1/e(即36.8% )，该处到表面的距离称为电流透入深度。由于涡流所产生的热量与涡流的平方成正比，因此由表面至芯部热量下降速度要比涡流下降速度快的多，可以认为热量(8590%)集中在厚度为的薄层中。透入深度由下式确定： （1-6） 式中: 工件电阻率（m ）

14、, 。真空磁导率4×10(H/m). 工件磁导率(H/m ), 工件相对磁导率， 角频率(rad/s )， f频率(HZ)。 将。和的数值代入，即可得公式: （1-7）从上式可以看出，当材料电阻率、相对磁导率给定后，透入深度仅与频率f平方根成反比，此工件的加热厚度可以方便的通过调节频率来加以控制。频率越高，工件的加热厚度就越薄。这种性质在工业金属热处理方面获得了广泛的应用。1.2感应加热电源技术现状及发展趋势（1）感应加热电源技术发展现状感应电源按频率范围可分为以下等级：500Hz以下为低频，1-10KHz为中频；20KHz以上为超音频和高频。感应加热电源发展与电力电子器件的发展密切

15、相关。1970年浙大研制成功国内第一台100KW/1KHz晶闸管中频电源以来，国产KGPS系列中频电源已覆盖了中频机组的全部型号。在超音频电源方面，日本在1986年就利用SITH研制出100KW/60KHz的超音频电源，此后日本和西班牙又在1991年相继研制出500KW/50KHz和200KW/50KHz的IGBT超音频电源。国内在超音频领域与国外还有一定差距，但发展很快，1995年浙大研制出50KW/50KHz的IGBT超音频电源，北京有色金属研究总院和本溪高频电源设备厂在1996年联合研制出100KW/20KHz的IGBT电源。在高频这一频段可供选择的全控型器件只有静电感应晶闸管（SITH

16、）和功率场效应晶闸管（MOSFET），前者是日本研制的3KW200KW，20KHz300KHz系列高频电源,后者由欧美采用MOSFET研制成功输出频率为200300KHz,输出功率为100400KW的高频电源。与国外相比，国内导体高频电源存在较大差距，铁岭高频设备厂1993年研制成功80KW/150KHz的SIT高频电源，但由于SIT很少进入国际化流通渠道，整机价格偏高，并没有投入商业运行。现在，电力电子应用国家工程中心设计研制出了550KW/100400KHz高频MOSFET逆变电源。上海宝钢1420冷轧生产线于1998年引进了日本富士公司的7180KHz,3200KW高频感应加热电源，是目

17、前世界上最为先进的逆变电源。总体说来，国内在感应加热电源的设计开发和产品化方面虽有发展，但远不能适应我国工业发展的要求，对于应用范围越来越广泛的高频感应加热电源领域的研究尤为薄弱，处于刚刚起步阶段。（2）感应加热电源技术发展与趋势感应加热电源的水平与半导体功率器件的发展密切相关，因此当前功率器件在性能上的不断完善，使得感应加热电源的发展趋势呈现出以下几方面的特点。高频率目前，感应加热电源在中频频段主要采用晶闸管，超音频频段主要采用IGBT，而高频频段，由于SIT存在高导通损耗等缺陷，主要发展MOSFET电源。感应加热电源谐振逆变器中采用的功率器件利于实现软开关，但是，感应加热电源通常功率较大，

18、对功率器件，无源器件，电缆，布线，接地，屏蔽等均有许多特殊要求，尤其是高频电源。因此，实现感应加热电源高频化仍有许多应用基础技术需要进一步探讨。大容量化从电路的角度来考虑感应加热电源的大容量化，可将大容量化技术分为二大类：一类是器件的串、并联，另一类是多台电源的串、并联器件的均流问题，由于器件制造工艺和参数的离散性，限制了器件的串、并联数目，且串、并联数越多，装置的可靠性越差。多台电源的串、并联技术是在器件串、并联技术基础上进一步大容量化的有效手段，借助于可靠的电源串、并联技术，在单机容量适当的情况下，可简单地通过串、并联运行方式得到大容量装置，每台单机只是装置的一个单元或一个模块。感应加热电

19、源逆变器主要有并联逆变器和串联逆变器，串联逆变器输出可等效为一低阻抗的电压源，当二电压源并联时，相互间的幅值、相位和频率不同或波动时将导致很大的环流以致逆变器器件的电流产生严重不均，因此串联逆变器存在并机扩容困难；而对并联逆变器，逆变器输入端的直流大电抗器可充当各并联器之间的电流缓冲环节，使得输入端的AC/DC或DC/AC环节有足够的时间来纠正直流电源的偏差，达到多机并联扩容。负载匹配感应加热电源多用于工业现场，其运行工况比较复杂，它与钢铁、冶金和金属热处理行业具有十分密切的联系，他的负载对象各式各样，而电源逆变器与负载是一有机的整体，负载直接影响到电源的运行效率和可靠性。对焊接、表面热处理等

20、负载，一般采用匹配变压器连接电源和负载感应器，对高频、超音频电源用的匹配变压器要求漏抗很小，如何实现匹配变压器的高输入效率，从磁性材料选择到绕组结构的设计已成为一重要课题，另外，从电路拓扑上负载结构以三个无源元件代替原来的二哥无源元件以取消匹配变压器，实现高效、低成本隔离匹配。智能化控制随着感应热处理生产线自动化控制程度及对电源可靠性要求的提高，感应加热电源正向智能化控制方向发展。具有计算机智能接口、远程控制、故障自动诊断等控制性能的感应加热电源正成为下一代发展目标。2.感应电源实现方案研究2.1 串并联谐振电路的比较感应加热电源根据补偿形式分为两种，并联谐振式(电流型)电源和串联谐振式(电压

21、型)电源。图2.1感应加热电源主电路图并联谐振式电源采用的逆变器是并联谐振逆变器，其负载为并联谐振负载。通常需电流源供电，在感应加热中，电流源通常由整流器加一个大电感构成。由于电感值较大，可以近似认为逆变器输入端电流固定不变。交替开通和关断逆变器上的可控器件就可以在逆变器的输出端获得交变的方波电流，其电流幅值取决于逆变器的输入端电流值，频率取决于器件的开关频率。 串联谐振式电源采用的逆变器是串联谐振逆变器，其负载为串联谐振负载。通常需电压源供电，在感应加热中，电压源通常由整流器加一个大电容构成。由于电容值较大，可以近似认为逆变器输入端电压固定不变。交替开通和关断逆变器上的可控器件就可以在逆变器

22、的输出端获得交变的方波电压，其电压幅值取决于逆变器的输入端电压值，频率取决于器件的开关频率。串联谐振逆变器和并联谐振逆变器的差别，源于它们所用的振荡电路不同，前者是用L、R和C串联，后者是L、R和C并联； (1)串联谐振逆变器的输入电压恒定，输出电流近似正弦波，输出电压为矩形波，换流是在晶闸管上电流过零以后进行，因而电流总是超前电压角。 并联谐振逆变器的输入电流恒定，输出电压近似正弦波，输出电流为矩形波，换流是在谐振电容器上电压过零以前进行，负载电流也总是越前于电压 角。这就是说，两者都是工作在容性负载状态。(2)串联谐振逆变器在换流时，晶闸管是自然关断的，关断前其电流己逐渐减少到零

23、，因而关断时间短，损耗小。在换流时，关断的晶闸管受反压的时间较长。并联谐振逆变器在换流时，晶闸管是在全电流运行中被强迫关断的，电流被迫降至零以后还需加一段反压时间，因而关断时间较长。相比之下，串联谐振逆变器更适宜于在工作频率较高的感应加热装置中使用。(3)串联谐振逆变器起动较容易，适用于频繁起动工作的场所；而并联谐振逆变器需附加起动电路，起动较为困难，起动时间长。至今仍有人在研究并联谐振逆变器的起动问题。串联谐振逆变器晶闸管暂时丢失脉冲，会使振荡停止，但不会造成逆变颠覆。而并联谐振逆变器晶闸管偶尔丢失触发脉冲时，仍可维持振荡。(4)串联谐振逆变器并接大的滤波电容器，当逆变失败时，浪涌电流大，保

24、护困难。但随着保护手段的不断完善以及器件模块本身也有自带保护功能，串联谐振逆变器的保护不再是难题。 并联谐振逆变器串接大电抗器，但在逆变失败时，由于电流受大电抗限制，冲击不大，较易保护。(5)串联谐振逆变器感应线圈上的电压和补偿电容器上的电压，都为谐振逆变器输出电压的Q倍。当Q值变化时，电压变化比较大，所以对负载的变化适应性差。流过感应线圈上的电流，等于谐振逆变器的输出电流。并联谐振逆变器的感应线圈和补偿电容器上的电压，都等于逆变器的输出电压，而流过它们的电流，则都是逆变器输出电流的Q倍。逆变器器件关断时，将承受较高的正向电压，器件的电压参数要求较高。(6)串联谐振逆变器的感应加热线圈与逆变电

25、源(包括补偿电容器)的距离较远时，对输出功率的影响较小。而对并联谐振逆变器来说，感应加热线圈应尽量靠近电源(特别是补偿电容器)，否则功率输出和效率都会大幅度降低。综合比较串、并联谐振逆变器的优缺点，决定对串联谐振式电源进行研究。2.2 串联谐振电源工作原理串联谐振逆变器也称电压型逆变器，其原理图如图2.2所示。串联谐振型逆变器的输出电压为近似方波，由于电路工作在谐振频率附近，使振荡电路对于基波具有最小阻抗，所以负载电流近似正弦波同时，为避免逆变器上、下桥臂间的直通，换流必须遵循先关断后导通的原则，在关断与导通间必须留有足够的死区时间。 图2.2 串联逆变器结构 （a）容性负载 （b）感性负载

26、图 2.3负载输出波形当串联谐振逆变器在低端失谐时(容性负载)，它的波形见图2.3(a)。由图可见，工作在容性负载状态时，输出电流的相位超前于电压相位，因此在负载电压仍为正时，电流先过零，上、下桥臂间的换流则从上(下)桥臂的二极管换至下(上)桥臂的MOSFET。由于MOSFET寄生的反并联二极管具有慢的反向恢复特性，使得在换流时会产生较大的反向恢复电流，而使器件产生较大的开关损耗，而且在二极管反向恢复电流迅速下降至零时，会在与MOSFET串联的寄生电感中产生大的感生电势，而使MOSFET受到很高电压尖峰的冲击当串联谐振型逆变器在高端失谐状态时(感性负载)，它的工作波形见图2.3(b)。由图可见

27、，工作在感性负载状态时，输出电流的相位滞后于电压相位，其换流过程是这样进行的，当上(下)桥臂的MOSFET关断后，负载电流换至下（上）桥臂的反并联的二极管中，在滞后一个死区时间后，下(上)桥臂的MOSFET加上开通脉冲等待电流自然过零后从二极管换至同桥臂的MOSFET.由与MOSFET中的电流是从零开始上升的，因而基本实现了零电流开通，其开关损耗很小。另一方面，MOSFET关断时电流尚末过零，此时仍存在一定的关断损耗，但是由于MOSFET关断时间很短，预留的死区不长，并且因死区而必须的功率因数角并不大，所以适当地控制逆变器的工作频率，使之略高于负载电路的谐振频率，就可以使上(下)桥臂的MOSF

28、ET向下(上)桥臂的反并联的二极管换流其瞬间电流也是很小的，即MOSFET关断和反并联二极管开通是在小电流下发生的，这样也限制了器件的关断损耗。上述分析可知，串联谐振型逆变器在适当的工作方式下，开关损耗很小因而，可以工作在较高的工作频率下这也是串联谐振型逆变器在半导体高频感应加热电源中受到更多重视的主要原因之一。2.3 电路调功方案的分析与选择由于感应加热过程中，负载等效参数会随温度和炉料熔化变化而变化以及加热工艺的需要，感应加热电源应该能对负载进行功率调节。由于串联谐振型逆变器有多种不同的调功方式，我们需要在研制过程中根据实际的应用场合、性能要求等做出合理的选择。系统的调功方式总体上可以分为

29、直流侧调功和逆变侧调功两种。直流侧调功即在逆变器的直流电源侧通过对逆变环节输入电压幅值的调节来实现对逆变器输出功率的调节，即调压调功方式（PAM）。这样负载就可以通过锁相措施让其工作在谐振或接近谐振的工作频率。调节整理电路输出电压的方式 大致可以分为两种：相控整流调功或不控整流后斩波调功。逆变侧调功即在逆变器测通过对逆变环节功率器件的开关特性控制改变逆变器输出工作状态，从而实现对逆变器输出功率的调节。逆变侧调功可以分为脉冲频率调制（PFM）、脉冲密度调制（PDM）、脉冲移相调制三种。采用逆变侧调功方案时就可以在直流侧采用不控整流，简化整流器电路，提高整体网侧功率因数，同时逆变侧功率调节的响应速

30、度比采用直流侧要快。相控整流调功电路简单成熟，控制方便；斩波调功在大功率场合下电源的整机效率和可靠性将会降低，不适合于本电源的正常工作。脉冲频率调制会因调功过程中频率的变化对加热工件产生很大的影响；脉冲密度调制在功率闭环的场合中工作稳定性较差，且呈有级调功方式；脉冲移相调功会增加功率的损耗，如采用软开关则会增加电路的复杂性。综合这五种调功方式的优缺点，并结合本课题工作在大功率场合，选择采用晶闸管相控整流调功，通过调节晶闸管导通角得到幅值大学变化的直流输出电压供给逆变环节，从而改变逆变环节的输出功率。这种调功方式电路简单成熟，控制方便。2.4 本课题设计思路及主要设计内容 本课题研究的是一种感应

31、加热电源。系统原理框图见图2.4图2.4系统原理框图本文的设计思路本设计主电路由三相桥式全控整流电路提供可调直流电压,经大电容滤波后供给单相逆变桥作振荡电源, 负载电路采用纯串联结构，以单片机作为控制回路的核心，为主电路提供脉冲信号，对整个中频电源进行控制和保护。逆变回路采用了快速V-MOS场效应管，由高速锁相环CD4046对其进行控制，实现了自动频率跟踪。通过改变导通角a的大小实现功率的调节。本文主要设计内容：(1)给出系统理论模型和主要设计内容。(2)主回路部分，进一步介绍了整个系统的总体工作过程，分析了主回路的等效模型，通过计算选择主回路元器件参数。(3)控制系统及实验论证，介绍了控制回

32、路硬件原理和控制模块AT89C52及其组成方案。(4)驱动电路部分，给出了晶闸管和IGBT驱动电路的要求和驱动模块，及其在本系统的用途。(5)结论部分，对设计方案进行了综合和总结，并提出了进一步的工作设想，还附带了经过本次毕业设计的心得体会。(6)外文翻译及译文。3.感应加热电源电路的主回路设计3.1主电路的主要设计技术参数输入电压：AC380V,50HZ,输出额定功率：100KW ，输出频率：1KHZ 输出额定电压：750V功率调节范围：额定功率的10100，负载参数：R=0.5，L=1.5mH，C=16uF3.2感应加热电源电路的主回路结构主电路结构框图如图3.1所示：图3.1 感应加热电

33、源主结构框图感应加热电源主电路图，如图3.2所示图3.2 感应加热电源的主电路图如图3.2所示，感应加热电源主电路由整流器、滤波器和逆变器组成。整流器采用晶闸管三相全桥式全控整流电路，电容C10起滤波的作用，两个电解电容C11，C12串联以减小单个电容的承受的电压，R11 , R12起均压作用。R9为限流电阻，当系统开始上电时，由于电容两端电压为零，故刚开始对电容充电时，电流将很大，加上限流电阻R1后则就电流不会很大了。当电容两端电压达到一定数值时，交流接触器KM1闭合，将限流电阻短接。系统即可正常工作。根据移相角的不同输出不同的电压，既而调节电源的功率，其中R1-R8和C1-C8为晶闸管吸收

34、缓冲电阻电容。逆变器采用单相逆变桥，和串联谐振电路相接。利用轮流驱动单相对角的两组IGBT工作，把恒定的直流电压变成10 Hz10 kHz方波电压输出给负载。3.2.1 整流部分电路分析（1）基本工作原理为了尽可能减小整流器直流输出电压中的纹波，通常在整流器直流一侧并联容量较大的滤波电容。本设计采用目前应用最为广泛的三相桥式全控整流电路，其原理图如图3.2所示，习惯将其中阴极连接在一起的3个晶闸管(VTl、VT3、VT5)称为共阴极组；阳极连接在一起的3个晶闸管(VT4、VT6、VT2)称为共阳极组。此外，习惯上希望晶闸管按从1至6的顺序导通，为此将晶闸管按图示的顺序编号，即共阴极组中与a、b

35、、c三相电源相接的3个晶闸管分别为VT1，VT3，VT5，共阳极组中与a、b、c三相电源相接的3个晶闸管分别为VT4、VT6、VT2；从以下的分析可知，按此编号，晶闸管的导通顺序为VT1VT2VT3VT4VT5VT6。图3.3 电容滤波的三相桥式不可控整流电路的波形对共阴极组的3个晶闸管，阳极所接交流电压值最高的一个导通。而对共阳极组的3个晶闸管，则是阴极所接交流电压值最低(或者说负得最多)的一个导通。这样，任意时刻共阳极组和共阴极组中各有1个晶闸管处于导通状态，加于负载上的电压为某一线电压。此时电路工作波形如图3.3所示。从相电压波形看，以变压器二次侧的中点n为参考点，共阴极组晶闸管导通时，

36、整流输出电压Ud1为相电压在正半周的包络线；共阳极组导通时，整流输出电压Ud2为相电压在负半周的包络线，总的整流输出电压，是两条包络线间的差值，将其对应到线电压波形上，即为线电压在正半周的包络线。直接从线电压波形看，由于共阴极组中处于通态的晶闸管对应的是最大(正得最多)的相电压，而共阳极组中处于通态的晶闸管对应的是最小(负得最多)的相电压，输出整流电压为这两个相电压相减，是线电压中最大的一个，因此输出整流电压波形为线电压在正半周期的包络线。由图3.2知,第阶段，a相电位最高，共阴极组VT1导通，b相电位最低，共阳极组VT6导通。电流流通路径为a-VT1 -LVT6-b,负载上的电压，变压器在a

37、、b两相工作，共阴极组a相电流为正，共阳极组的b相电流为负。 第阶段，a相电位仍为最高，VT1继续导通，但c相电位最低，VT2导通，电流从b相换至c相。VT2因承受反向电压而关断。这时电流流通路径为：a-VT1 -RL-VT2-c, 负载上的电压第阶段，b相电位最高，VT3导通，则共阴极组换相至VT3，电流从a相换至b相，VT1因为承受反向电压而关断，VT2因为c相电位仍为最低，而继续导通，电流流通路径为：b-VT5-R-L-VT2-c,负载上电压。 以下、段依次类推。在段，VT3、VT4导通，。以后重复上诉过程。 3.2.3逆变部分电路分析(1)全桥逆变电路基本工作原理电压型全桥逆变电路的原

38、理图己在图3.2中给出，它共有4个桥臂，可以看成由两个半桥电路组合而成。把桥臂l和4作为一对，桥臂2和3作为另一对，成对的两个桥臂同时导通，两对交替各导通.每个桥臂由一个IGBT和一个反并联二极管组成。在直流侧接有一个足够大的电解电容。负载接在两对桥臀联结点之间。设四个IGBT有两组的栅极信号在一个周期内各有半周正偏，半周反偏，且二者互补。当负载为感性时，其工作波形如图3.4所示。输出电压为矩形波，其幅值为UmUd,输出电流波形随负载情况而异。设t2时刻以前V1,V4通态，V2,V3为断态。t2时刻给V1,V4关断信号，给V2,V3开通信号，则V1,V4关断，但由于感性负载中的电流，不能立即改

39、变方向，于是VD2，VD3导通续流。当t3时刻降为零时，VD2，VD3截止，V2，V3开通。开始反向。同样，在t4时刻给V2,V3关断信号，给Vl,V4开通信号后，V2,V3关断，VD1,VD4先导通续流，t5时刻V1,V4才开通。各段时间内导通器件的名称标于图3.4。U0Um0-Umt t3 t4 0 t1 t2 t5 t6 t V1 V4 V2 V3 V1 V4 V2 V3ON VD1VD4 VD2VD3 VD1VD4 VD2VD3图3.4 单相全桥电压型逆变电路工作波形当V1、V4或V2、V3为通态时，负载电流和电压同方向。直流侧向负载提供能量；而当VD1，VD4或VD2，VD3为通态时

40、，负载电流和电压反向，负载电感中贮藏的能量向直流侧反馈，即负载电感将其吸收的无功能量反馈回直流侧。反馈回的能量暂时储存在直流侧电容器中，直流侧电容器起着缓冲这种无功能量的作用。因为二极管VDl、VD4、VD2、VD3是负载向直流侧反馈能量的通道，故称为反馈二极管；又因为VDl、VD2、VD3、VD4 起着使负载电流连续的作用，因此又称续流二极管。 3.3 系统主回路的元器件参数设定3.3.1整流侧主电路的参数计算（1）根据逆变侧的额定电压值U=750V,有 U=0.9Ud整流输出的电压平均值Ud=833V ，再由32/=1.35U（3-1）得U1=617V,电网的电压为380V，则变压器的变比

41、为380:617即选择变比为1:2的升压变压器，即取U1=760V。再根据（3-1）式计算的Ud=1026V考虑电源内阻、线路压降和元器件压降，取=1000V根据电源的输出功率=100KW，考虑到逆变器的效率=0.9，整流器的输出电流： Id=100KW/(1000V*0.9)=111.1A变压器副边电流I2=0.816Id=90.7A进线电流为 I1=90.7*2=181.4A（2）主接触器的选择根据进线电流的大小，考虑1-2倍的裕量，主接触器KM（3）晶闸管由于进线是50Hz的工频交流电，所以选用普通晶闸管即可。流过晶闸管的电流有效值：Ig=Id/3=64.1A为了安全起见，晶闸管的额定电

42、流为正常使用时工作电流的（2-3）倍，则可得晶闸管的通态平均电流：It=(2:3) Ig/1.57=(81.7:122.5)A 在三相整流电路中，每个桥臂的晶闸管承受的正反向电压的最大值等于交流三相电网进线线电压的峰值，晶闸管额定电压一般考虑（2-3）倍的裕量，则其而定电压：Ut=(2:3)2 U1=(2:3)2*760V=(2149.5:3223.9)V（4）晶闸管并联阻容吸收元件阻容吸收元件主要用于限制换流过程中在晶闸管上引起的电压变换，在晶闸管关断时，能为反向恢复电流提供通路，减小关断时的，从而抑制关断时的过电压。吸收电容值一般可根据流过晶闸管的电流值计算电容，取0.011F不等，电容器

43、的耐压应应比晶闸管实际承受的反向峰值电压高1.1倍以上，选用0.1F。电阻主要用于抑制振荡和降低晶闸管的开通损耗，其值大些为好，但过大会降低电容吸收浪涌电压的效果。一般取101000不等，这里取10，功率允许值为25W。3.3.2滤波参数的计算（1）滤波电容在可调直流电压电源中，滤波电容起滤波和稳定电压的作用，由于采用三相全控桥式整流电路，其整流电压中的纹波随控制角的大小变化，但纹波中的基波成分总是300 Hz.为确保晶闸管工作在大导通角时，即在整流输出为额定电压的5以上，逆变器都能稳定工作，滤波电路 的时间常数，即滤波电容C与直流电源的等效负载电阻的乘积，必须为纹波中基波周期时间的6倍以上，

44、一般取6-8倍即可，即 :逆变器功率为100KW正常工作时的直流电源的负载电阻为：Rd=Ud/Id=1000V/111.1=10因此 Cd=6:8/(300*Rd)=(2-2.6)mf实际中取2mf，滤波电容耐压的确定：在输出最大电压下，电容也能正常工作，所以滤波电容的耐压取值应高于，可以采用两个串联电容达到耐压的要求。3.3.3逆变侧参数计算(1)IGBT的选择开关承受的最大正向电压为逆变器的输入电压，考虑的开关时的浪涌电压,实际应用中应考虑留有一定的安全裕量，一般为2-3倍，因此可取IGBT的耐压值为：Um=(2:3)Ud=2000V-3000V逆变器的输出基波电流为：Ih=100KW*

45、/(22*1000V*0.9)=123.4A其中Ud为整流输出电压，COS为逆变器输出功率因数，设定为0.9.则其峰值为：Imh=2* Ih=174.5A4.控制电路的设计在本设计的要求下，串联谐振中频感应电源的控制部分，由控制芯片单片机AT89C52组成的最小系统、晶闸管触发电路、IGBT驱动电路、霍尔元件组成的反馈电路。4.1控制芯片AT89C52 AT89C52是51系列单片机的一个型号，它是ATMEL公司生产的。AT89C52是一个低电压，高性能CMOS 8位单片机，片内含8k bytes的可反复擦写的Flash只读程序存储器和256 bytes的随机存取数据存储器（RAM），器件采用

46、ATMEL公司的高密度、非易失性存储技术生产，兼容标准MCS-51指令系统，片内置通用8位中央处理器和Flash存储单元，功能强大的AT89C52单片机可为您提供许多较复杂系统控制应用场合。AT89C52有40个引脚，32个外部双向输入/输出（I/O）端口，同时内含2个外中断口，3个16位可编程定时计数器,2个全双工串行通信口，2个读写口线，AT89C52可以按照常规方法进行编程,但不可以在线编程(S系列的才支持在线编程)。其将通用的微处理器和Flash存储器结合在一起，特别是可反复擦写的Flash存储器可有效地降低开发成本。AT89C52有PDIP、PQFP/TQFP及PLCC等三种封装形式

47、，以适应不同产品的需求。4.1.1芯片管脚及其功能介绍(脚32-脚39)P0 口：P0 口是一组8 位漏极开路型双向I/O 口， 也即地址/数据总线复用口。作为输出口用时，每位能吸收电流的方式驱动8 个TTL逻辑门电路，对端口P0 写“1”时，可作为高阻抗输入端用。在访问外部数据存储器或程序存储器时，这组口线分时转换地址（低8 位）和数据总线复用，在访问期间激活内部上拉电阻。在Flash 编程时，P0 口接收指令字节，而在程序校验时，输出指令字节，校验时，要求外接上拉电阻。（脚1-脚8）P1 口：P1 是一个带内部上拉电阻的8 位双向I/O 口， P1 的输出缓冲级可驱动（吸收或输出电流）4

48、个TTL 逻辑门电路。对端口写“1”，通过内部的上拉电阻把端口拉到高电平，此时可作输入口。作输入口使用时，因为内部存在上拉电阻，某个引脚被外部信号拉低时会输出一个电流(IIL)。与AT89C51 不同之处是，P1.0 和P1.1 还可分别作为定时/计数器2 的外部计数输入（P1.0/T2）和输入（P1.1/T2EX）。Flash 编程和程序校验期间，P1 接收低8 位地址。P1.0 T2（定时器/计数器T2的外部计数输入），时钟输出P1.1 T2EX（定时器/计数器T2的捕捉/重载触发信号和方向控制）P1.5 MOSI（在系统编程用）P1.6 MISO（在系统编程用）P1.7 SCK（在系统编

49、程用）（脚21-脚28）P2 口：P2 是一个带有内部上拉电阻的8 位双向I/O 口，P2 的输出缓冲级可驱动（吸收或输出电流）4 个TTL 逻辑门电路。对端口P2 写“1”，通过内部的上拉电阻把端口拉到高电平，此时可作输入口，作输入口使用时，因为内部存在上拉电阻，某个引脚被外部信号拉低时会输出一个电流(IIL)。在访问外部程序存储器或16 位地址的外部数据存储器（例如执行MOVX DPTR 指令）时，P2口送出高8 位地址数据。在访问8 位地址的外部数据存储器（如执行MOVX RI 指令）时，P2 口输出P2 锁存器的内容。Flash 编程或校验时，P2亦接收高位地址和一些控制信号。（脚10

50、-脚17）P3 口：P3 口是一组带有内部上拉电阻的8 位双向I/O 口。P3 口输出缓冲级可驱动（吸收或输出电流）4 个TTL 逻辑门电路。对P3 口写入“1”时，它们被内部上拉电阻拉高并可作为输入端口。此时，被外部拉低的P3 口将用上拉电阻输出电流（IIL）。P3 口除了作为一般的I/O 口线外，更重要的用途是它的第二功能P3 口还接收一些用于Flash 闪速存储器编程和程序校验的控制信号。(脚9）RST：复位输入。当振荡器工作时，RST引脚出现两个机器周期以上高电平将使单片机复位。P3.0 RXD(串行输入口) P3.1 TXD(串行输出口) P3.2 INTO(外中断0) P3.3 I

51、NT1(外中断1) P3.4 TO(定时/计数器0) P3.5 T1(定时/计数器1) P3.6 WR(外部数据存储器写选通) P3.7 RD(外部数据存储器读选通)（脚30）ALE/PROG： 当访问外部程序存储器或数据存储器时，ALE（地址锁存允许）输出脉冲用于锁存地址的低8 位字节。一般情况下，ALE 仍以时钟振荡频率的1/6 输出固定的脉冲信号，因此它可对外输出时钟或用于定时目的。要注意的是：每当访问外部数据存储器时将跳过一个ALE 脉冲。对Flash 存储器编程期间，该引脚还用于输入编程脉冲（PROG）。如有必要，可通过对特殊功能寄存器（SFR）区中的8EH 单元的D0 位置位，可禁

52、止ALE 操作。该位置位后，只有一条MOVX 和MOVC指令才能将ALE 激活。此外，该引脚会被微弱拉高，单片机执行外部程序时，应设置ALE 禁止位无效。（脚29）PSEN：程序储存允许（PSEN）输出是外部程序存储器的读选通信号，当AT89C52 由外部程序存储器取指令（或数据）时，每个机器周期两次PSEN 有效，即输出两个脉冲。在此期间，当访问外部数据存储器，将跳过两次PSEN信号。（脚31）EA/VPP：外部访问允许。欲使CPU 仅访问外部程序存储器（地址为0000HFFFFH），EA 端必须保持低电平（接地）。需注意的是：如果加密位LB1 被编程，复位时内部会锁存EA端状态。如EA端为

53、高电平（接Vcc端），CPU 则执行内部程序存储器中的指令。Flash 存储器编程时，该引脚加上+12V 的编程允许电源Vpp，当然这必须是该器件是使用12V 编程电压Vpp。（脚19）XTAL1：振荡器反相放大器的及内部时钟发生器的输入端。（脚18）XTAL2：振荡器反相放大器的输出端。特殊功能寄存器：在AT89C52 片内存储器中，80H-FFH 共128 个单元为特殊功能寄存器（SFE），SFR 的地址空间映象如表2 所示。并非所有的地址都被定义，从80HFFH 共128 个字节只有一部分被定义，还有相当一部分没有定义。对没有定义的单元读写将是无效的，读出的数值将不确定，而写入的数据也将

54、丢失。不应将数据“1”写入未定义的单元，由于这些单元在将来的产品中可能赋予新的功能，在这种情况下，复位后这些单元数值总是“0”。AT89C52除了与AT89C51所有的定时/计数器0 和定时/计数器1 外，还增加了一个定时/计数器2。定时/计数器2 的控制和状态位位于T2CON、T2MOD，寄存器对（RCAO2H、RCAP2L）是定时器2 在16 位捕获方式或16 位自动重装载方式下的捕获/自动重装载寄存器。4.1.2 AT89C52的最小系统单片机最小系统主要由电源、复位、振荡电路以及扩展部分等部分组成。最小系统原理图如图4.1所示。51单片机虽然使用时间最早、应用范围最广，但是在实际使用过

55、程中，一个典型的问题就是相比其他系列的单片机，51单片机更容易受到干扰而出现程序跑飞的现象，克服这种现象出现的一个重要手段就是为单片机系统配置一个稳定可靠的电源供电模块。复位电路图4.1.2 复位电路图单片机的置位和复位，都是为了把电路初始化到一个确定的状态，一般来说，单片机复位电路作用是把一个例如状态机初始化到空状态，而在单片机内部，复位的时候单片机是把一些寄存器以及存储设备装入厂商预设的一个值。单片机复位电路原理是在单片机的复位引脚RST上外接电阻和电容，实现上电复位。当复位电平持续两个机器周期以上时复位有效。复位电平的持续时间必须大于单片机的两个机器周期。具体数值可以由RC电路计算出时间

56、常数。复位电路由按键复位和上电复位两部分组成。复位电路由按键复位和上电复位两部分组成。（1）上电复位：C51系列单片及为高电平复位，通常在复位引脚RST上连接一个电容到VCC，再连接一个电阻到GND，由此形成一个RC充放电回路保证单片机在上电时RST脚上有足够时间的高电平进行复位，随后回归到低电平进入正常工作状态，这个电阻和电容的典型值为10K和10uF。（2）按键复位：按键复位就是在复位电容上并联一个开关，当开关按下时电容被放电、RST也被拉到高电平，而且由于电容的充电，会保持一段时间的高电平来使单片机复位。振荡电路图4.1.3 振荡电路图单片机系统里都有晶振，在单片机系统里晶振作用非常大，全程叫晶体振荡器，他结合单片机内部电路产生单片机所需的时钟频率，单片机晶振提供的时钟频率越高，那么单片机运行速度就越快，单片接的一切指令的执行都是建立在单片机晶振提供的时钟频率。在通常工作条件下，普通的晶振频率绝对精度可达百万分之五十。高级的精度更高。有些晶振还可以由外加电压在一定范围内调整频率，称为压控振荡器（V