带状线和微带线PPT课件

1、 矩形波导(rectangular wave)截面为矩形,最早使用的导行系统之一，现在也甚为广泛地应用。高功率系统、毫米波系统、精密测试系统ba矩形波导第1页/共92页TM波（E波） 边界条件baxyz0),0(yEz0),(yaEz0),(bxEz0)0 ,(xEz理想导体表面，电“立”利用矩形理想导体边界条件确定系数利用矩形理想导体边界条件确定系数),(yxEz第2页/共92页3. TM波（E波）6 物理意义： Z向无限长的理想波导中，沿此方向的场有 的行波特征。 在z常数的横截面内，导波场有驻波分布特征。 各场分量的幅度系数D取决于激励的强度。 任意一对m，n的值对应一个基本波函数，为一

2、本征解，所以这些波函数的组合也应是方程（48）的解，故方程的一般解为zje（56）2200( , , ; )sin()sin()cos()zmnmnmnE x y z tjDxytzabab第3页/共92页2. TE10模的场结构（2）)cos()sin(10ztxaEHTEmx0yH0 xE)cos()sin(ztxaEEmy)sin()cos()(10ztxaaEHTEmz0zEabxyabzyzx电场电场只有Ey分量，不随y而变化，随x正弦变化z（60）第4页/共92页2. TE10模的场结构（3）zzxxHaHaHzxyabxHzHzx磁场磁场是xz面内的闭合椭圆曲线，Hx随x正弦变化

3、，Hz随z余弦变化，且Hx和Hz在a边上有半个驻波分布。)cos()sin(10ztxaEHTEmx)sin()cos()(10ztxaaEHTEmz第5页/共92页圆波导圆波导 圆波导是空心的金属管 处理圆波导采用圆柱坐标系比较方便 我们仍然采用矩形波导的思路并从（24）式开始 只不过0),(),(22vuFkvuFzczt（69）)()(12112212vhhvuhhuhht22222211rrrrt（24）0)cos()(),(01nakJABaEcnzyzx0rzEErE第6页/共92页Jm(p)=0的根的根pmnJm(p)=0的根的根pmnMn=1n=2n=3n=4n=5Mn=1n=

4、2n=3n=402.415.528.6511.815.003.837.0210.213.313.837.0210.213.316.411.845.338.5411.725.148.4211.614.817.923.056.719.9713.236.389.7613.016.219.434.208.0211.414.647.5911.114.445.329.2812.7第7页/共92页圆波导中的TM波02B)cos()()(),(021nuYBuJBArEnnz得（1）有限值条件：波导中任何地方的场为有限值（2）单值条件：波导中任何地方的场必须单值（周期边界）得有)2cos()cos(00nnn

5、n0，1，2，利用边界条件确定系数利用边界条件确定系数( , )( ,2)zzE rE rn第8页/共92页为Jn（u）的第i个零点0)cos()(),(01nakJABaEcnz得必为Jn（u）的零点 aukniTMcniniu（3）边界条件：理想导体壁，在ra处()0ncJk a ck a第9页/共92页TM波纵向电场Ez(r,z)的通解为01cos( , , )()sinj zmnZmnmmnmuErzEJema其中,umn是m阶贝塞尔函数Jm(x)的第n个根且kcTMmn=umn/a,于是可求得其它场分量:TM波的通解:第10页/共92页这种表示形式是考虑到圆波导的轴对称性,因此场的极

6、化方向具有不确定性,使导行波的场分布在方向存在cosm和sinm两种可能的分布,它们独立存在,相互正交,截止波长相同,构成同一导行模的极化简并模。第11页/共92页 同轴线同轴线 同轴线是一种典型的双导体传输系统, 它由内、外同轴的两导体柱构成, 中间为支撑介质。 02a2brz第12页/共92页 同轴线中的主模TEM模如图采用圆柱坐标系。02a2brzV0VV00zzEH0( , , )( , , )( , )j zttE rzE rzE rezttHzjE0( , )( , )ttErr 又因为0tE，因此得到位函数在横平面内满足拉普拉斯方程：第13页/共92页2( , )0tr边界条件为

7、：0( , )( , )0aVb应用分离变量法：( , )( ) ( )rR r F222211()trrrrr 2221( , )1( , )()0rrrrrrr22( )1( )()0( )( )rdR rd FrR rrdrFd第14页/共92页2221()()dFkFd 且220rkk( )cossinFAnBn( )F的通解为单值条件：波导中任何地方的场必须单值（周期边界）n0，1，2，2( )()( )rrdR rrkR rrdr 第15页/共92页0( , )( , )0aVb不随变化，所以位函数（r，）也不随变化，故n必须为零，则F（)=A。2221()()dFkFd 0rkk

8、2( )()( )rrdR rrkR rrdr ( )()0dR rrrdr( )ln( )R rcrD( , )( ) ( )rR r F( )cossinFAnBn第16页/共92页12( , )( ln)lnrcrD A cr c0( , )( , )0aVb01212( , )ln( , )0lnaVcacbcbc0ln( / )( , )ln( / )Vb rrb a第17页/共92页因此电场为：00( , , )( , )ln( / )j zj zj ztmrVE rzEreerE erb a磁场为：001( , , )( , )ln( / )j zj zj zmtVEH rzz

9、Ereeerb a0( , )( , )( , )( , )()ttrrErrrrr 0ln( / )Vrrb a第18页/共92页同轴线TEM导模场结构EH第19页/共92页传输特性相速度与波导波长TEM：0,cckk prcvv相速度波导波长0gr第20页/共92页cg工作波长截止波长波导波长0r22CTEmnCTEmnmnaKu22CTMmnCTMmnmnaKu222)(bnammnc221 ( /)gc 第21页/共92页特性阻抗0ln( /)60ln2abarVb abZIa01lnj zrVEebra01lnj zVHebra0( , , )bjzababrraVVVErz drV

10、 e20002( , , )ln( / )j zj zaVIHrz adeI eb a第22页/共92页01lnj zrVEebra|lnbrbrbUaEa击穿电压第23页/共92页同轴线中的高次模同轴线中的TM波12cos()()sinjzzmcmcmEA Jk rA Yk rem边界条件：理想导体壁，在ra，b处0zE 1212()()0()()0mcmcmcmcAJk aAYk aAJk bAYk b()()()()mcmcmcmcJk aYk aJk bYk b0102030405060708090100-1-0.8-0.6-0.4-0.200.20.40.60.81Y2Y1Y3第24

11、页/共92页cnkban1，2，2()mncTMb an012()cTMba第25页/共92页同轴线中的TE波12cos()()sinj zzmcmcmHAJk rAYk rem边界条件：理想导体壁，在ra，b处/0zHr 1212()()0()()0mcmcmcmcAJk aAYk aAJk bAYk b()()()()mcmcmcmcJk aYk aJk bYk b第26页/共92页n1，2，112ckba11()cTEab第27页/共92页同轴线尺寸的确定首要条件是保证同轴线只传输TEM模。由上述分析可知，同轴线中的最低次波导模式是TE11。式中min是最小工作波长。11()2 ln(

12、/ )scRab aabmin()ab/0caa （固定b不变）3.591ba第28页/共92页200|12VpZ|lnbrbrbUaEa22maxmax001ln2brVa EbpZa（固定b不变）max/0pa 1.649ba第29页/共92页1.649ba3.591ba折中考虑2.303bamin()ab第30页/共92页 微波集成传输线 规则金属波导传输系统具有损耗小、结构牢固、功率容量高及电磁波限定在导管内等优点, 其缺点是比较笨重、高频下批量成本高、 频带较窄等。 随着航空、航天事业发展的需要, 对微波设备提出了体积要小、重量要轻、 可靠性要高、性能要优越、一致性要好、 成本要低等

13、要求, 这就促成了微波技术与半导体器件及集成电路的结合, 产生了微波集成电路。 第31页/共92页基本要求 对微波集成传输元件的基本要求之一就是它必须具有平面型结构, 这样可以通过调整单一平面尺寸来控制其传输特性, 从而实现微波电路的集成化。第32页/共92页 归纳起来可以分为四大类： 准TEM波传输线, 主要包括微带传输线和共面波导等; 非TEM波传输线, 主要包括槽线、 鳍线等; 开放式介质波导传输线, 主要包括介质波导、镜像波导 半开放式介质波导, 主要包括H形波导、G形波导等。 第33页/共92页微微 带带 传传 输输 线线 微带传输线的基本结构有两种形式: 带状线和微带线。带状线是由

14、同轴线演化而来的,即将同轴线的外导体对半分开后, 再将两半外导体向左右展平, 并将内导体制成扁平带线。显然, 带状线仍可理解为与同轴线一样的对称双导体传输线, 主要传输的是TEM波。 第34页/共92页微带线 微带线是由沉积在介质基片上的金属导体带和接地板构成的一个特殊传输系统, 它可以看成由双导体传输线演化而来, 即将无限薄的导体板垂直插入双导体中间,第35页/共92页 因为导体板和所有电力线垂直, 所以不影响原来的场分布, 再将导体圆柱变换成导体带, 并在导体带之间加入介质材料, 从而构成了微带线。第36页/共92页带状线又称三板线, 它由两块相距为b的接地板与中间宽度为w、 厚度为t的矩

15、形截面导体构成, 接地板之间填充均匀介质或空气。由前面分析可知, 由于带状线由同轴线演化而来, 因此与同轴线具有相似的特性, 这主要体现在其传输主模也为TEM, 也存在高次TE和TM模。带状线的传输特性参量主要有: 1. 带状线第37页/共92页 由于带状线上的传输主模为TEM模, 因此可以用准静态的分析方法求得单位长度分布电容C和分布电感L, 从而有式中,相速 (c为自由空间中的光速)。由上式可知, 只要求出带状线的单位长分布电容C, 则就可求得其特性阻抗。 cvCLZp1/0rpcLCV/11) 1) 特性阻抗特性阻抗Z Z0 0第38页/共92页 求解分布电容的方法很多, 但常用的是等效

16、电容法和保角变换法。由于计算结果中包含了椭圆函数而且对有厚度的情形还需修正, 故不便于工程应用。 在这里给出了一组比较实用的公式, 这组公式分为导带厚度为零和导带厚度不为零两种情况。 第39页/共92页 (1) 导带厚度为零时的特性阻抗计算公式)(441. 0300bwbzer式中, we是中心导带的有效宽度, 由下式给出: bwbwe 0 w/b0.35 （0.35-W/b)2 w/b0.35 第40页/共92页 (2) 导带厚度不为零时的特性阻抗计算公式27. 6)18(18141ln3020mmmzr式中：tbwtbwm)1 . 1/0796. 0()2ln(5 . 01)1 (2nxb

17、wxxxxxtbwbtxxxn,13212式中， t为导带厚度。第41页/共92页 对上述公式用MATLAB编制计算带状线特性阻抗的计算程序, 计算结果如图所示。由图可见, 带状线特性阻抗随着w/b的增大而减小, 而且也随着t/b的增大而减小。 w/bt/b特性阻抗第42页/共92页2) 带状线的衰减常数 带状线的损耗包括由中心导带和接地板导体引起的导体损耗、两接地板间填充的介质损耗及辐射损耗。第43页/共92页 由于带状线接地板通常比中心导带大得多, 因此带状线的辐射损耗可忽略不计。所以带状线的衰减主要由导体损耗和介质损耗引起, 即 =c+d 式中,a为带状线总的衰减常数;ac为导体衰减常数

18、;ad为介质衰减常数。 第44页/共92页 式中, G为带状线单位长漏电导，tan为介质材料的损耗角正切。 )/(tan3 .2721010mdBGZad介质衰减常数由以下公式给出:第45页/共92页 导体衰减通常由以下公式给出（单位Np/m）: )120()(30107 . 2002ZAtbzRrrSBbZRS016. 0ac=其中: )2ln(121ttbtbtbtbwA)4ln21414. 05 . 0(7 . 05 . 021twwttwwB而RS为导体的表面电阻。第46页/共92页 3） 相速和波导波长 由于带状线传输的主模为TEM模, 故其相速为cvP而波导波长为rg0式中, 0为

19、自由空间波长；c为自由空间光速。 第47页/共92页 带状线传输的主模是TEM模, 但若尺寸选择不合理也会引起高次模TE模和TM模。在TE模中最低次模是TE10模, 其截止波长为rcTEw210 在TM模中最低次模是TM10模, 其截止波长为rcTMb210因此为抑制高次模, 带状线的最短工作波长应满足 0mincTE10= 0mincTM10= rw2rb2 4） 带状线的尺寸选择第48页/共92页 于是带状线的尺寸应满足rw2min0rb2min0 第49页/共92页2. 微带线 由前述可知， 微带线可由双导体系统演化而来, 但由于在中心导带和接地板之间加入了介质, 因此在介质基底存在的微

20、带线所传输的波已非标准的TEM波, 而是纵向分量Ez和Hz必然存在。下面我们首先从麦克斯韦尔方程出发加以证明纵向分量的存在。 第50页/共92页 微带线及其坐标 xYEHhWt第51页/共92页介质边界两边电磁场均满足无源麦克斯韦方程组: EjHuHjE 由于理想介质表面既无传导电流, 又无自由电荷, 故由连续性原理, 在介质和空气的交界面上, 电场和磁场的切向分量均连续, 即有 Ex1=Ex2, Ez1=Ez2 Hx1=Hx2, Hz1=Hz2 （1）第52页/共92页 “1、 2”分别代表介质基片区域和空气区域。 在y=h处，电磁场的法向分量应满足: Ey2=rEy1 Hy2=Hy1 先考

21、虑磁场, 由式（1 ）中的第1式得1011yryZEjzHyH2022yyZEjzHyH由边界条件可得第53页/共92页)(2211zHyHzHyHYZryZ 设微带线中波的传播方向为+z方向, 故电磁场的相位因子为e j(t-z), 而1=2=, 故有22YyHjzH11YyHjzH代入式得2121) 1(yzrZHjyHyH第54页/共92页 可见，当r1时, 必然存在纵向分量Ez和Hz, 亦即不存在纯TEM模。但是当频率不很高时, 由于微带线基片厚度h远小于微带波长, 此时纵向分量很小, 其场结构与TEM模相似, 因此一般称之为准TEM模。 221) 1(yrzrZHjyHyH第55页/

22、共92页 1) 特性阻抗Z0与相速 微带传输线同其他传输线一样, 满足传输线方程。因此对准TEM模而言, 如忽略损耗， 则有cvCLzp10LCvp1式中, L和C分别为微带线上的单位长分布电感和单位长分布电容。 第56页/共92页然而, 由于微带线周围不是填充一种介质, 其中一部分为基片介质, 另一部分为空气, 这两部分对相速均产生影响, 其影响程度由介电常数和边界条件共同决定。当不存在介质基片即空气填充时, 这时传输的是纯TEM波, 此时的相速与真空中光速几乎相等, 即vpc=3108m/s; 而当微带线周围全部用介质填充, 此时也是纯TEM波, 其相速vp=c/r第57页/共92页由此可

23、见, 实际介质部分填充的微带线（简称介质微带）的相速vp必然介于c和c/ 之间。为此我们引入有效介电常数e, 令r2pevc则介质微带线的相速为epcV 这样, 有效介电常数e的取值就在1与r之间, 具体数值由相对介电常数r和边界条件决定。现设空气微带线的分布电容为C0, 介质微带线的分布电容为C1, 于是有第58页/共92页01LCc 11LCvpC1=eC0 或 e= 01cc 可见, 有效介电常数e就是介质微带线的分布电容C1和空气微带线的分布电容C0之比。于是，介质微带线的特性阻抗Z0与空气微带线的特性阻抗Z0有如下关系: eazz00第59页/共92页 由此可见, 只要求得空气微带线

24、的特性阻抗Z0及有效介电常数e, 则介质微带线的特性阻抗就可求得。可以通过保角变换及复变函数求得Z0及e的严格解, 但结果仍为较复杂的超越函数, 工程上一般采用近似公式。 下面给出一组实用的计算公式。 (1) 导带厚度为零时的空气微带的特性阻抗Z0及有效介电常数e第60页/共92页) 14()48ln(952.59hwhwwh) 1()121 (44. 042. 2904.1192hwwhwhhwaz0第61页/共92页 式中, w/h是微带的形状比; w是微带的导带宽度; h为介质基片厚度。21)121 (2121whrre第62页/共92页 工程上, 有时用填充因子q来定义有效介电常数e,

25、 即 21)121(121whq q值的大小反映了介质填充的程度。当q=0时, e=1, 对应于全空气填充; 当q=1时, e=r, 对应于全介质填充。 由式得q与w/h的关系为 e=1+q(r-1) 第63页/共92页当导带厚度不为零时, 介质微带线的有效介电常数仍可按上式计算, 但空气微带的特性阻抗Z0必须修正。此时，导体厚度t0, 可等效为导体宽度加宽为we。这是因为当t0时, 导带的边缘电容增大, 相当于导带的等效宽度增加。当th, tw/2时，相应的修正公式为 21)2ln1 (hwthhthwc21)4ln1 (hwtwhthwchwc21)121 (2121whrre第64页/共

26、92页 在前述零厚度特性阻抗计算公式中用 代替 , 即可得非零厚度时的特性阻抗。对上述公式用MATLAB编制计算微带线特性阻抗的计算程序, 并计算r=3.78和r=9.6情况下不同导带厚度时的微带特性阻抗，如图 3 - 6 所示。 由图可见, 介质微带特性阻抗随着 增大而减小; 相同尺寸条件下, r越大, 特性阻抗越小。 rwehwhw特性阻抗hw第65页/共92页 显然， 微带线的波导波长与有效介电常数e有关, 也就是与 有关, 亦即与特性阻抗Z0有关。对同一工作频率, 不同特性阻抗的微带线有不同的波导波长。 hw微带线的波导波长也称为带内波长, 即eg02) 波导波长波导波长gg第66页/

27、共92页 由于微带线是半开放结构, 因此除了有导体损耗和介质损耗之外, 还有一定的辐射损耗。不过当基片厚度很小、相对介电常数r较大时, 绝大部分功率集中在导带附近的空间里, 所以辐射损耗是很小的, 和其它两种损耗相比可以忽略, 因此， 下面着重讨论导体损耗和介质损耗引起的衰减。 3) 微带线的衰减常数第67页/共92页 由于微带线的金属导体带和接地板上都存在高频表面电流, 因此存在热损耗, 但由于表面电流的精确分布难于求得, 所以也就难于得出计算导体衰减的精确计算公式。工程上一般采用以下近似计算公式: )16. 0/)(/4ln(141 268. 82hwhwhththwwhwhhwccc)2

28、/16. 0)(2ln141 268. 82hwhtthwhwhhwccc)2/)(2ln(1094. 02()94. 02(2ln268. 8hwhtthwhwhhwhwhwhwehweeeceecSRhza00(1) 导体衰减常数c第68页/共92页 为了降低导体的损耗, 除了选择表面电阻率很小的导体材料（金、 银、 铜）之外, 对微带线的加工工艺也有严格的要求。 一方面加大导体带厚度, 这是由于趋肤效应的影响, 导体带越厚, 则导体损耗越小, 故一般取导体厚度为 58 倍的趋肤深度; 另一方面, 导体带表面的粗糙度要尽可能小, 一般应在微米量级以下。 第69页/共92页tan)(3 .2

29、70redqa 式中, 为介质损耗角的填充系数。 一般情况下, 微带线的导体衰减远大于介质衰减, 因此一般可忽略介质衰减。但当用硅和砷化镓等半导体材料作为介质基片时, 微带线的介质衰减相对较大, 不可忽略。 req对均匀介质传输线,其介质衰减常数由下式决定:(2) 介质衰减常数d第70页/共92页 4) 微带线的色散特性 前面对微带线的分析都是基于准TEM模条件下进行的。当频率较低时, 这种假设是符合实际的。第71页/共92页 然而, 实验证明, 当工作频率高于5GHz时, 介质微带线的特性阻抗和相速的计算结果与实际相差较多。这表明, 当频率较高时, 微带线中由TE和TM模组成的高次模使特性阻

30、抗和相速随着频率变化而变化, 也即具有色散特性。 事实上, 频率升高时, 相速vp要降低, 则e应增大, 而相应的特性阻抗Z0应减小。为此, 一般用修正公式来计算介质微带线传输特性。下面给出的这组公式的适用范围为: 2r16, 0.06w/h16 以及 f100GHz。有效介电常数e(f)可用以下公式计算:第72页/共92页25 .141)(eereFf20)1ln(215 .014hwhFr式中:)(11)()(00ffzfzeeee第73页/共92页 5) 高次模与微带尺寸的选择 微带线的高次模有两种模式: 波导模式和表面波模式。 波导模式存在于导带与接地板之间, 表面波模式则只要在接地板

31、上有介质基片即能存在。 对于波导模式可分为TE模和TM模, 其中TE模最低模式为TE10模, 其截止波长为10cTE)0(2twr)0)(4 . 0(2thwr而TM模最低模式为TM01模,其截止波长为hcTE201第74页/共92页 对于表面波模式，是导体表面的介质基片使电磁波束缚在导体表面附近而不扩散,并使电磁波沿导体表面传输, 故称为表面波, 其中最低次模是TM0模, 其次是TE1模。TM0模的截止波长为, 即任何频率下TM0模均存在。TE1模的截止波长为141rcTEh根据以上分析, 为抑制高次模的产生, 微带的尺寸应满足hwr4 . 02)(min0第75页/共92页14)(,2)(

32、minmin0min0rrh 实 际 常 用 微 带 采 用 的 基 片 有 纯 度 为 9 9 . 5 % 的 氧 化 铝 陶 瓷(r=9.510,tan=0.0003)、聚四氯乙烯(r=2.1,tan=0.0004)和聚四氯乙烯玻璃纤维板(r=2.55, tan=0.008);使用基片厚度一般在0.0080.08 mm之间, 而且一般都有金属屏蔽盒, 使之免受外界干扰。屏蔽盒的高度取H(5-6)h, 接地板宽度取a(5-6)w。第76页/共92页 耦合微带传输线简称耦合微带线, 它由两根平行放置、 彼此靠得很近的微带线构成。耦合微带线有不对称和对称两种结构。 两根微带线的尺寸完全相同的就是

33、对称耦合微带线, 尺寸不相同的就是不对称耦合微带线。耦合微带线可用来设计各种定向耦合器、滤波器、平衡与不平衡变换器等。这里只介绍对称耦合微带线。对称耦合微带线的结构及其场分布如图所示,其中w为导带宽度， s为两导带间距离。 3. 3. 耦合微带线耦合微带线第77页/共92页 对称耦合微带线的结构及其场分布第78页/共92页 设两耦合线上的电压分布分别为U1(z)和U2(z), 线上电流分别为I1(z)和I2(z), 且传输线工作在无耗状态, 此时两耦合线上任一微分段dz可等效为如图 所示。其中, Ca、Cb为各自独立的分布电容, Cab为互分布电容, La、Lb为各自独立的分布电感, Lab为

34、互分布电感, 对于对称耦合微带有Ca=Cb, La=Lb, Lab=M由电路理论可得准TEM模的奇偶模法第79页/共92页 对称耦合微带线的等效电路LaI2MI1Lb LaCb CaCabCaI1d I1U2d U2U1d U1U1U2I2d I2第80页/共92页211ILjLIjdzdUab212ILjILjdzdUab212UCjUCjdzdIab212UCjUCjdzdIab 对于对称耦合微带线, 可以将激励分为奇模激励和偶模激励。设两线的激励电压分别为U1、U2, 则可表示为两个等幅同相电压Ue激励（即偶模激励）和两个等幅反相电压Uo激励（即奇模激励)。第81页/共92页偶模激励和奇模激励时的电力线分布第82页/共92页eabeILLjdzdU)(eabeUCCjdzdU)(于是可得偶模传输线方程: 0)1)(1 (222eababeUCCLLLCdzUd0)1)(1 (222eababeICCLLLCdzId 令KL=Lab/L与K