基于单片机的直流电机调速控制

1、摘 要近年来由于微型机的快速发展，国外交直流系统数字化已经达到实用阶段。由于以微处理器为核心的数字控制系统硬件电路的标准化程度高，制作成本低，且不受器件温度漂移的影响。其控制软件能够进行逻辑判断和复杂运算，可以实现不同于一般线性调节的最优化、自适应、非线性、智能化等控制规律。所以微机数字控制系统在各个方面的性能都远远优于模拟控制系统且应用越来越广泛。本文介绍的是用一台26KW的直流电动机，8051单片机构成的数字化直流调速系统。特点是用单片机取代模拟触发器、电流调节器、速度调节器及逻辑切换等硬件设备。最后进行软件编程、调试以及计算机仿真。实时控制结果表明，本数字化直流调速系统实现了电流和转速双

2、闭环的恒速调节，并具有结构简单，控制精度高，成本低，易推广等特点，而且各项性能指标优于模拟直流调速系统，从而能够实际的应用到生产生活中，满足现代化生产的需要。关键词：单片机 双闭环 直流调速系统 数字方式51目录第1章 绪论1第二章 方案论证.3第三章 直流调速控制系统.53.1单片机部分的组成.53.1.1时钟电路.73.1.2复位电路.83.1.3存储器.8 3.1.4外部中断源.9 3.1.5定时器/计数器.113.2 单片机的扩展.123.2.1程序存储器的扩展.133.2.2数据存储器的扩展.143.2.38279可编程键盘/显示器163.2.4模拟量与数字量的转换.24 3.2.5

3、采样和保持.28第四章PID的控制算法.324.1PID控制规律及其基本作用.324.2控制算法的实现.33第五章直流调速系统的主电路设计.365.1直流电动机的调速方法.365.2整流电路.375.3触发电路.38第六章软件设计427.2 系统仿真结果的输出及结果分析49第七章系统的抗干扰技术46第八章直流调速系统的保护49总结.51辞谢.53参考文献.第2章 系统方案选择和总体结构设计2.1调速方案的选择2.1.1系统控制对象的确定本次设计选用的电动机型号Z2-32型，额定功率1.1KW，额定电压230V，额定电流6.58A,额定转速1000r/min, 励磁电压220V,运转方式连续。2

4、.1.2电动机供电方案的选择变压器调速是直流调速系统用的主要方法，调节电枢供电电压所需的可控制电源通常有3种：旋转电流机组，静止可控整流器，直流斩波器和脉宽调制变换器。旋转变流机组简称G-M系统，适用于调速要求不高，要求可逆运行的系统，但其设备多、体积大、费用高、效率低、维护不便。静止可控整流器又称V-M系统，通过调节触发装置GT的控制电压来移动触发脉冲的相位，即可改变Ud，从而实现平滑调速，且控制作用快速性能好，提高系统动态性能。直流斩波器和脉宽调制交换器采用PWM受器件各量限制，适用于中、小功率的系统。根据本此设计的技术要求和特点选V-M系统。在V-M系统中，调节器给定电压，即可移动触发装

5、置GT输出脉冲的相位，从而方便的改变整流器的输出，瞬时电压Ud。由于要求直流电压脉动较小，故采用三相整流电路。考虑使电路简单、经济且满足性能要求，选择晶闸管三相全控桥交流器供电方案。因三相桥式全控整流电压的脉动频率比三相半波高，因而所需的平波电抗器的电感量可相应减少约一半，这是三相桥式整流电路的一大优点。并且晶闸管可控整流装置无噪声、无磨损、响应快、体积小、重量轻、投资省。而且工作可靠，能耗小，效率高。同时，由于电机的容量较大，又要求电流的脉动小。综上选晶闸管三相全控桥整流电路供电方案。2.2总体结构设计2.2.1系统结构选择若采用转速负反馈和PI调节器的单闭环调速系统虽然可以在保证系统稳定的

6、条件下实现转速无静差，不过当对系统的动态性能要求较高，例如要求快速起制动，突加负载动态速降小等等，单闭环系统难以满足要求，因为在单闭环系统中不能完全按照需要来控制动态过程的电流或转矩，在单闭环调速系统中，只有电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只是在超过临界电流值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想地控制电流的动态波形，当电流从最大值降低下来以后，电机转矩也随之减少，因而加速过程必然拖长。若采用双闭环调速系统，则可以近似在电机最大电流（转矩）受限的条件下，充分利用电机的允许过载能力，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动，到达稳态转速后，又可以让电流迅速降低下来，使转矩

7、马上与负载相平衡，从而转入稳态运行，此时起动电流近似呈方形波，而转速近似是线性增长的，这是在最大电流（转矩）受到限制的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。采用转速电流双闭环调速系统，在系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级联接，这样就可以实现在起动过程中只有电流负反馈，而它和转速负反馈不同时加到一个调节器的输入端，到达稳态转速后，只靠转速负反馈，不靠电流负反馈发挥主要的作用，这样就能够获得良好的静、动态性能。与带电流截止负反馈的单闭环系统相比，双闭环调速系统的静特性在负载电流小于Idm时表现为转速无静差，这时，转速负反馈起主调作用，系统表现为电流无静差。得到过电流的自

8、动保护。显然静特性优于单闭环系统。在动态性能方面，双闭环系统在起动和升速过程中表现出很快的动态跟随性，在动态抗扰性能上，表现在具有较强的抗负载扰动，抗电网电压扰动。综上所述，本系统用一台单片机及外部扩展设备代替原模拟系统中速度调节器、电流调节器、触发器、逻辑切换单元、电压记忆环节、锁零单元和电流自适应调节器等，从而使直流调速系统实现全数字化。其硬件结构如图2-1所示。图2-1 单片机控制的直流调速系统结构图2.2.2系统的工作原理在此单片机控制的直流调速系统中，速度给定、速度反馈和电流反馈信号是通过模拟光电隔离器、A/D转换器送入计算机，计算机按照已定的控制算法计算产生双脉冲，经并行口、数字光

9、电隔离器、功率放大器送到晶闸管的控制级，以控制晶闸管输出整流电压的大小，平稳的调节电动机的速度。晶闸管正反组切换由数字逻辑切换单元来完成。第3章 主电路设计与参数计算电动机的额定电压为230V，为保证供电质量，应采用三相减压变压器将电源电压降低；为避免三次谐波电动势的不良影响，三次谐波电流对电源的干扰，主变压器采用D/Y联结。3.1整流变压器的设计3.1.1变压器二次侧电压U2的计算U2是一个重要的参数，选择过低就会无法保证输出额定电压。选择过大又会造成延迟角加大，功率因数变坏，整流元件的耐压升高，增加了装置的成本。一般可按下式计算，即：式中Udmax -整流电路输出电压最大值；nUT -主电

10、路电流回路n个晶闸管正向压降；C - 线路接线方式系数；Usk -变压器的短路比，对10100KVA，Usk =0.050.1；I2/I2N-变压器二次实际工作电流与额定之比，应取最大值。在要求不高场合或近似估算时，可用下式计算，即：式中A-理想情况下，=0°时整流电压Ud0与二次电压U2之比，即A=Ud0/U2；B-延迟角为时输出电压Ud与Ud0之比，即B=Ud/Ud0；电网波动系数；11.2考虑各种因数的安全系数；根据设计要求，采用公式：由表查得 A=2.34；取=0.9；角考虑10°裕量，则 B=cos=0.985取U2=120V。电压比K=U1/U2=380/120

11、=3.17。3.1.2 一次、二次相电流I1、I2的计算由表查得 KI1=0.816, KI2=0.816考虑变压器励磁电流得：3.1.3变压器容量的计算S1=m1U1I1；S2=m2U2I2；S=1/2(S1+S2)；式中m1、m2 -一次侧与二次侧绕组的相数；由表查得m1=3，m2=3S1=m1U1I1=3×380×1.69=1.9266 KVAS2=m2U2I2=3×120×5.37=1.9332 KVAS=1/2(S1+S2)=1/2（1.9266+1.9332）=1.9299 KVA3.2晶闸管元件的选择3.2.1晶闸管的额定电压晶闸管实际承受

12、的最大峰值电压UTm，乘以（23）倍的安全裕量，参照标准电压等级，即可确定晶闸管的额定电压UTN，即UTN=（23）UTm整流电路形式为三相全控桥，查表得，则取3.2.2晶闸管的额定电流选择晶闸管额定电流的原则是必须使管子允许通过的额定电流有效值大于实际流过管子电流最大有效值，即 =1.57> 或 >=K考虑（1.52）倍的裕量=（1.52）K式中K=/（1.57）-电流计算系数。此外，还需注意以下几点：当周围环境温度超过+40时，应降低元件的额定电流值。当元件的冷却条件低于标准要求时，也应降低元件的额定电流值。关键、重大设备，电流裕量可适当选大些。由表查得 K=0.368，考虑1

13、.52倍的裕量 取。故选晶闸管的型号为。3.3直流调速系统的保护晶闸管有换相方便，无噪音的优点。设计晶闸管电路除了正确的选择晶闸管的额定电压、额定电流等参数外，还必须采取必要的过电压、过电流保护措施。正确的保护是晶闸管装置能否可靠地正常运行的关键。3.3.1过电压保护以过电压保护的部位来分，有交流侧过压保护、直流侧过电压保护和器件两端的过电压保护三种。1）交流侧过电压保护错误！未找到引用源。Error! No bookmark name given. 阻容保护 即在变压器二次侧并联电阻R和电容C进行保护。对于三相电路，和的值可按下表换算。变压器接法单相三相、二次联结三相二次联结阻容装置接法与变

14、压器二次侧并联Y联结D联结Y联结D联结电容1/3C3CC电阻3R1/3RR本系统采用D-Y连接。S=1.9299KVA， U2=120V Iem取值：当 S=110KVA时，对应的Iem=41，所以Iem取3。C×6IemS/U22=×6×3×34×103/1202=14.17µF耐压1.5Um=1.5×120×=254.6V选取20µF的铝电解电容器。 选取：S=110KVA，=15，所以=3R×2.3 U22/S=×2.3×1202/1.9299×103=9.3

15、7IC=2fCUC×10-6=2×50×40×10-6×120×10-6=1.5×10-6APR(3-4)IC2R=(3-4) ×（1.5×10-6）2×9.37=（6.33-8.43）×10-13W选取电阻为ZB1-10的电阻。错误！未找到引用源。 压敏电阻的计算U1MA=1.3U=1.3××120=220.6V流通量取5KVA。选MY31-220/5型压敏电阻。允许偏差+10（242V）。2）直流侧过电压保护直流侧保护可采用与交流侧保护相同保护相同的方法，可采用

16、阻容保护和压敏电阻保护。但采用阻容保护易影响系统的快速性，并且会造成加大。因此，一般不采用阻容保护，而只用压敏电阻作过电压保护。U1MA=（1.8-2.2）UDC=(1.8-2.2) ×230=414-460V选MY31-440/5型压敏电阻。允许偏差+10（484V）。3）闸管及整流二极管两端的过电压保护 查下表：阻容保护的数值一般根据经验选定晶闸管额定电流/A1020501002005001000电容/F0.10.150.20.250.512电阻/1008040201052抑制晶闸管关断过电压一般采用在晶闸管两端并联阻容保护电路方法。电容耐压可选加在晶闸管两端工作电压峰值的1.1

17、1.15倍。得 C=0.1µF，R=100。选R为0.2µF的CZJD-2型金属化纸介质电容器。PR=fCUm2×10-6=50×0.2×10-6×(×120)2×10-6=0.45×10-6W选R为20普通金属膜电阻器，RJ-0.5。3.3.2 电流保护快速熔断器的断流时间短，保护性能较好，是目前应用最普遍的保护措施。快速熔断器可以安装在直流侧、交流侧和直接与晶闸管串联。1） 交流侧快速熔断器的选择I2=5.37A 选取RLS-10快速熔断器，熔体额定电流6A。2） 晶闸管串连的快速熔断器的选择I=I2

18、=5.37A，IT=3.11A选取RLS-10快速熔断器，熔体额定电流4A。3）电压和电流上升率的限制电压上升率：正相电压上升率较大时，会使晶闸管误导通。因此作用于晶闸管的正相电压上升率应有一定的限制。造成电压上升率过大的原因一般有两点：由电网侵入的过电压；由于晶闸管换相时相当于线电压短路，换相结束后线电压有升高，每一次换相都可能造成过大。限制过大可在电源输入端串联电感和在晶闸管每个桥臂上串联电感，利用电感的滤波特性，使降低。电流上升率：导通时电流上升率太大，则可能引起门极附近过热，造成晶闸管损坏。因此对晶闸管的电流上升率必须有所限制。产生过大的原因，一般有：晶闸管导通时，与晶闸管并联的阻容保

19、护中的电容突然向晶闸管放电；交流电源通过晶闸管向直流侧保护电容充电；直流侧负载突然短路等等。限制，除在阻容保护中选择合适的电阻外，也可采用与限制相同的措施，即在每个桥臂上串联一个电感。限制和的电感，可采用空心电抗器，要求L（2030）H；也可采用铁心电抗器，L值可偏大些。在容量较小系统中，也可把接晶闸管的导线绕上一定圈数，或在导线上套上一个或几个磁环来代替桥臂电抗器。所以为了防止和，每个桥臂上串联一个30H的电感。3.3.3平波电抗器的计算为了使直流负载得到平滑的直流电流，通常在整流输出电路中串入带有气隙的铁心电抗器，称平波电抗器。其主要参数有流过电抗器的电流一般是已知的，因此电抗器参数计算主

20、要是电感量的计算。1）算出电流连续的临界电感量可用下式计算，单位mH。式中 与整流电路形式有关的系数，可由表查得；最小负载电流，常取电动机额定电流的510计算。根据本电路形式查得=0.695所以=7.38mH2）限制输出电流脉动的电感量由于晶闸管整流装置的输出电压是脉动的，因此输出电流波形也是脉动的。该脉动电流可以看成一个恒定直流分量和一个交流分量组成。通常负载需要的只是直流分量，对电动机负载来说，过大的交流分量会使电动机换向恶化和铁耗增加，引起过热。因此，应在直流侧串入平波电抗器，用来限制输出电流的脉动量。平波电抗器的临界电感量（单位为m）可用下式计算式中系数，与整流电路形式有关，电流最大允

21、许脉动系数，通常单相电路20，三相电路（510）。根据本电路形式查得=1.045所以=11.09mH3）电动机电感量和变压器漏电感量电动机电感量（单位为mH）可按下式计算式中 、n直流电动机电压、电流和转速，常用额定值代入；p电动机的磁极对数；计算系数。一般无补偿电动机取812，快速无补偿电动机取68，有补偿电动机取56。本设计中取=8、=230V、=6.58A、n=1000r/min、p=1=5.6mH变压器漏电感量（单位为mH）可按下式计算式中计算系数，查表可得变压器的短路比，一般取510。本设计中取=3.9、=6所以=0.248mH4）实际串入电抗器的电感量考虑输出电流连续时的实际电感量

22、：在三相桥式电路中取，其余电路可取。=7.38（5.6+2×0.248）=1.324mH考虑限制电流脉动时的实际电感量：本电路=11.09（5.6+2×0.248）=5.034 mH如上述条件均需满足时，应取和中较大者作为串入平波电抗器的电感值，所以本电路选取=6 mH作为平波电抗器的电感值。可逆系统中限制环流电抗器（又称均衡电抗器），电感量（单位为mH）的计算公式为：式中计算系数，一般取；=0.695要求的环流值，通常取（310）（为直流电动机电枢电流）。=14.76 mH实际所需的均衡电感量为：如果均衡电流经过变压器两相绕组，计算时，应代入2。=14.760.248&#

23、215;2=14.03 mH一般说来，均衡电抗器和平波电抗器分设的方案比较经济，故采用较为普遍。3.4励磁电路元件的选择整流二极管耐压与主电路晶闸管相同，故取700V。额定电流可查得K=0.367，ID(AV)=(1.52)K Ii =(1.52)*0.367*1.2A=0.66-0.88A可选用ZP型3A、700V的二极管。RPL 为与电动机配套的磁场变阻器，用来调节励磁电流。为实现弱磁保护，在磁场回路中串入了欠电流继电器KA ，动作电流通过RPI 调整。根据额定励磁电流Iex =1.2A，可选用吸引线圈电流为2.5A的JL14-11ZQ直流欠电流继电器。3.5主电路及保护电路原理图图3-1

24、 主电路及保护电路原理图第4章 控制电路与单片机系统设计4.1 晶闸管触发控制电路设计4.1.1 晶闸管触发方法晶闸管三相全控桥式整流电路简图如图4-1所示。 图4-1 三相全控桥式整流电路 图4-2 三相电压曲线三相全控桥式整流电路共有六个晶闸管，它们分为共阴极和共阳极两组。在触发时，采用双脉冲触发方式，每次两组各有一个晶闸管导通。六个晶闸管的导通顺序为SCR1、SCR2、SCR3、SCR4、SCR5、SCR6，如图4-2所示。相电压曲线的交点t1t6,就是晶闸管SCR1SCR6的控制角起点。取线电压Uac从负半波的过零点G（t1）作为同步基准点，则应触发导通的第一对晶闸管为SCR1 、SC

25、R6，根据波形图可分析出各晶闸管的触发时刻（对应于控制角=00）及触发顺序如图4-3所示。图4-3 晶闸管触发时刻(=00)及触发顺序单片机在触发晶闸管时,根据电流控制器的输出控制值uk，以同步基准点位参考点，算出晶闸管控制角的大小，再通过定时器按控制角的大小以及触发顺序，准确地向各个晶闸管发出触发脉冲。在控制触发时，有两种触发方法：绝对触发方法和相对触发方法。所谓绝对触发方法就是指触发脉冲形成的时刻都直接取决于基准时刻点。对三相全控桥式整流电路，在交流电的一个周期内需要6个（或者3个）基准点。相对触发方式是以前一触发脉冲为基准来确定后一触发脉冲时刻，它用加长或缩短相邻两次触发脉冲之间的间距来

26、改变控制角，在稳态时，这个间距等于600，控制角改变时，该间距应相应改变。但由于电网频率的波动以及计算机定时器的误差，会使控制角偏离要求值。因此，在相对触发方式时，应在一个周期内用同步脉冲信号进行一次校正，以避免误差的积累。对于单相电路，均使用绝对触发方式。在三相全控桥式整流电路中，一般则常使用相对触发方式。综上本次设计使用相对触发的触发控制方法。4.1.2 控制算法设相邻控硅之间触发脉冲间距角为。在稳定情况下，=600。当由k-1变为k时，应有：=k-k-1+600在控制时，一般均使用单片机的定时器来完成触发脉冲输出。这样，须把角度转换成时间值。交流电的一个周期（对频率为50Hz为20ms）

27、对应于3600，故600对应于10/3 ms。触发间距时间T可表示为： T=Tk-Tk-1+T60 （4-1）为了避免触发错误，必须加入同步校正。每隔3600来一个同步脉冲（取自线电压uac的过零点），以此为基准点，校正触发第一对晶闸管SCR1.6的控制角。这可采用在每个周期用定时器计数同步脉冲发生时刻与实际同步脉冲发生时刻之差Te，然后在计算第一对晶闸管的控制时刻时，按以下公式进行计算：T=Tk-Tk-1+T60+Te （4-2）4.1.3 控制角的计算三相全控桥式整流电路输出电压ud与控制角有以下关系:ud=2.34Ecos (4-3)其中E为电源相电压有效值。对于数字调节器，要求对象为线

28、性系统。而根据式（4-3）可知，如果控制角与控制输出uk为线性关系，则输出电压ud与控制输出Uk之间为非线性关系（余弦关系），这是我们所不希望的。如要求触发整流环节为一个放大系数为Ks的线性环节，则有：ud=2.34Ecos=Ksuk即有cos= KsUk/2.34E=udmaxuk/ukmax2.34E =2.34Ecosminuk/ ukmax2.34E=cosminuk/ ukmax=uk=arcos(uk) (4-4)式中，=cosmin/ ukmax是一个与最小控制角min和最大控制输出ukmax有关系的常数。式(4-4)即是与uk的关系式。由它可算出对应于某一uk值的值。由于一般均

29、用时间值来表示，所以还需要对转换成时间值T。对于50Hz的交流电而言，控制角对应的时间为：T=*106/360*50 （s） (4-5)为了加快计算速度，可采用查表法或插值查表法来按uk值计算T值。4.1.4 脉冲分配表在触发六个晶闸管时，要按照图4-3的顺序，依次发出控制信号。为了方便起见，可建立一个脉冲分配表，如表4-1，它放于程序存储器中。每当触发时间到，按指针从表中取出一个数据从单片机的I/O口输出，经光电隔离去触发晶闸管。表4-1 脉冲分配表（0有效）单元地址数据（由I/O口输出）被触发晶闸管MM+1M+2M+3M+4M+5X X 0 1 1 1 1 0X X 1 1 1 1 0 0

30、X X 1 1 1 0 0 1X X 1 1 0 0 1 1X X 1 0 0 1 1 1X X 0 0 1 1 1 1SCR6,1SCR1,2SCR2,3SCR3,4SCR4,5SCR5,64.2 单片机系统设计双闭环数字直流调速控制系统得采样周期比较快，计算和控制任务也比较繁忙，因此需要使用高性能的单片机。对于用于轧机传动等要求响应快、精度高的调速系统，一般需要使用16位的单片机，如Inter的MCS-96或者Motorola的M68HC16等。它们能在几微秒内完成16位加法和乘法，并且有10位A/D转换器、16位高性能多功能定时器系统，可完成调速系统所需的数据采集、数据计算、控制输出等功

31、能。对于快速性和控制精度要求较低的调速系统，可选用高性能8位单片机，如Inter的MCS-51或者Motorola的M68HC05、M68HC11，其中后者有16位运算功能，并有片内8位高速A/D和16位多功能定时器系统，还有Watchdog等各种其他外用功能，非常适合于调速控制系统。综上，本系统采用Inter的MCS-51中的80C31单片机。4.2.1 80C31单片机简介80C31单片机属于基本型的51系列单片机，它采用HMOS工艺，片内集成有8位CPU；片内驻留128字节的RAM以及21个特殊功能寄存器；片内还包括两个16位定时器/计数器、一个全双工串行I/O口（UART）、32条I/

32、O线、5个中断源和两级中断，寻址能力达128K字节（其中程序存储器ROM和数据存储器RAM各64K字节）。指令系统中设置了乘、除运算指令、数据查找指令和位处理指令等。主时钟频率为12MHz，大部分指令周期只需1s，乘除指令也仅需4s。4.2.2 单片机系统基本结构80C31外接27128EPROM作为16K程序存储器，存放全部控制软件。用两片74LS374和四个PNP中功率三极管以动态扫描方式驱动四位LED数字，以显示转速、设定速度、电流等数据，两片74LS374采用线选法与80C31接口，地址分别为0DFFFH和0BFFFH。在80C31的P3口上外接三个按键，一个为启动/停止键，用于启动或

33、停止电机运转；另两个为显示选择键，一个用于控制显示速度设定值，另一个用于控制显示电流值，不按这两个键时，显示实际电机转速。另外利用一片74LS374的多余输出线，外接两个LED发光管，一个用于显示工作正常与否，它每隔1秒闪亮一次；另一个用于显示是否处于运行状态。使用80C31的双闭环数字直流调速控制系统的硬件电路图见附页1所示。4.2.3 电流测量和速度给定值输入本系统使用ADC0808 8路8位A/D转换器，它的地址为7FFFH。写入该地址，启动A/D转换器，通道地址由A2、A1、A0决定。A/D转换完成，产生EOC脉冲和中断。这时，MCU可读入转换结果。图4-4 电流测量框图如图4-4所示

34、，交流电流通过电流互感器变成05V电压信号，经整流和滤波后加到ADC0808的IN0上。速度给定采用电位器输入，它加到IN1上。在调整速度给定值时，可按下速度给定显示键。这时，四位LED上将显示对应于电位器输入的速度给定值，可调整电位器至显示值为所需的给定值。对于需要较高精度的调速控制系统，可采用10位或者更高分辨率的A/D转换芯片。但这时，一方面成本将较高，另一方面计算将大大复杂，因为必须采用16位计算，所以在选型时应该多方面考虑。4.2.4 速度测量速度检测有模拟和数字两种检测方法。模拟测速一般采用测速发电机，其输出电压不仅表示了转速的大小，还包含了转速的方向，在调速系统中，转速的方向也是

35、不可缺少的。不过模拟测速方法的精度不够高，在低速时更为严重。对于要求精度高、调速范围大的系统，往往需要采用旋转编码器测速，即数字测速。光电式旋转编码器是转速或转角的检测元件，旋转编码器与电动机相连，当电动机转动时，带动码盘旋转，便发出转速或转角信号。旋转编码器可分为绝对式和增量式两种。绝对式编码器在码盘上分层刻上表示角度的二进制数码或循环码，通过接受器将该数码送入计算机。绝对式编码器常用于检测转角，若需得到转速信号，必须对转角进行微分处理。增量式编码器在码盘上均匀地刻制一定数量的光栅，如图4-5所示，当电动机旋转时，码盘随之一起转动。通过光栅的作用，持续不断地开发或封闭光通路，因此，在接收装置

36、的输出端便得到频率与转速成正比的方波脉冲序列，从而可以计算转速。图4-5 增量式旋转编码器示意图上述脉冲序列正确地反映了转速的高低，但不能鉴别转向。为了获得转速的方向，可增加一对发光与接收装置，使两对发光与接收装置错开光栅节距的1/4，则两组脉冲序列A和B的相位相差900，如图4-6所示。正转时A相超前B相；反转时B相超前A相。采用简单的鉴相电路就可以分辨出方向。图4-6 区分旋转方向的A、B两组脉冲序列 若码盘的光栅数为N，则转速分辨率为1/N，常用得旋转编码器光栅数有1024、2048、4096等。采用倍率电路可以有效地提高转速分辨率，而不增加旋转编码器的光栅数，一般多采用四倍频电路。采用

37、旋转编码器的数字测速方法有三种：M法、T法和M/T法。1：M法测速。在一定的时间Tc内测取旋转编码器输出的脉冲个数M1，用以计算这段时间内的平均转速，称作M法测速。把M1除以Tc就得到了旋转编码器输出脉冲的频率f1=M1/Tc,所以又称频率法。电动机每转一圈共产生Z个脉冲（Z=倍频系数×编码光栅数），把f1除以Z就得到电动机的转速。在习惯上，时间Tc以秒为单位，而转速是以每分钟的转数r/min为单位，则电动机的转速为在上式中,Z和Tc均为常值,因此转速n正比于脉冲个数M1。高速时M1大，量化误差较小，随着转速的降低误差增大，转速过低时M1将小于1，测速装置便不能正常工作。所以M法测速

38、只适用于高速段。2：T法测速。在编码器两个相邻输出脉冲的间隔时间内，用一个计数器对已知频率为f0的高频时钟脉冲进行计数，并由此来计算转速，称为T法测速。在这里，测速时间缘于编码器输出脉冲的周期，所以又称周期法。在T法测速中，准确的测速时间Tt是用所得的高频时钟脉冲个数M2计算出来的，即Tt=M2/f0，则电动机转速为高速时M2小，量化误差大，随着转速的降低误差减小，所以T法测速适用于低速段。3：M/T法测速把M法和T法结合起来，既检测Tc时间内旋转编码器输出的脉冲个数M1，有检测同一时间间隔的高频时钟脉冲个数M2，用来计算转速，称作M/T法测速。设高频时钟脉冲的频率为f0，则准确的测速时间Tt

39、=M2/f0，而电动机转速为采用M/T法测速时，应保证高频时钟脉冲计数器与旋转编码器输出脉冲计数器同时开启与关闭，以减少误差，只有等到编码器输出脉冲前沿到达时，两个计数器才同时允许开始或者停止计数。由于M/T法的计数值M1和M2都随着转速的变化而变化，高速时，相当于M法测速，最低速时，M1=1，自动进入T法测速。因此，M/T法测速能适应的转速范围明显大于前两种，是目前广泛应用的一种测速方法。综上所述，本系统的速度测量采用数字M/T法测速。其中利用T1作为定时器，计时Tc时间产生中断，旋转编码器输出的脉冲个数M1由P1.6口检测，同一时间间隔的高频时钟脉冲个数M2由P1.7口检测，最后由转速中断

40、程序完成转速的测量等等。4.2.5 晶闸管控制晶闸管触发采用80C31的定时器T0实现。每次把T的补码写入T0中，在T0溢出时，转到T0中断处理程序，按脉冲分配表从P1口（P1.0P1.5）输出晶闸管触发脉冲。然后延时50s，置位P1.0P1.5，从而输出宽度为50s的触发脉冲。该触发脉冲经CD4049提高驱动电流（CD4049是一个驱动功能的反相器），再经过TIL117光隔离，从LM386低频功率放大器得到最后的输出脉冲，这样可以提高输出脉冲上升沿陡度，最后此脉冲去触发对应的晶闸管。这里由于80C31的P1口在复位后初态为1，故采用0为有效输出位，以保证初态时晶闸管处于截止状态。同步校正由8

41、0C31的定时器T0和外部中断实现。此同步电路是由LM339构成的过零比较器电路和一个光电耦合器及一个反相器组成的。交流电源线电压Vac经变压器变压，稳压管削波后输入比较器LM339，比较器输出再经过光电隔离及反相后产生一个与Vac同相位的方波信号，输出的方波信号加到上，它置为调变触发方式。第5章 调节器的设计5.1 对象的数学模型单片机控制直流调速系统结构如图5-1所示。图5-1 单片机控制直流调速系统结构其中UGn为速度给定，UGi为电流给定，UFn为速度反馈，UGi为电流反馈，Uk为触发器输入信号，E为电动机反电势，UDO为晶闸管整流电压，ID为主回路电流。原始数据：直流电动机D的铭牌数

42、据：型号Z2-32型，额定功率1.1KW，额定电压220V，额定电流6.58A,额定转速1000r/min, 励磁电压220V,运转方式连续。参数实测数据为:电动机电枢电阻: RD=4.92电动机电枢电感: LD=0.048H电抗器电阻: RP=1.88电抗器电感: LP=0.0313H整流变压器直流电阻: RT=0.18整流变压器电感: LT=0.017H单片机控制直流调速系统被控对象是直流电动机,由图5-1可知: UDO - E= IDR+LdIDdt = R(ID+TDdIDdt) (5-1)对式（5-1）取拉式变换得 ID(s) 1/R UDO(s) E(s) TDs+1 (5-2)其

43、中, R= RD+2 RT +RP +Rr, RR为晶闸管重叠角等效电阻。 R、L、TD的数值依次为 R=4.92+2×0.18+1.88+1.6=8.76L= LD+2LT+LP =0.048H+0.0313H+2×0.017H =0.11HTD= L/ R=0.11H/8.76=0.013s直流电动机轴上的力矩方程为 M - MFZ = CID - CIFZ = （GD2 / 375）·（dn/dt） (5-3)ID - IFZ = （GD2 / 375 C）·（dn/dt） = TmdE/ Rdt (5-4) 对式(5-4) 取拉式变换得 E(s)

44、 R（ ID - IF）(s) Tm s (5-5)n = E/Ce (5-6)其中，M为电动机电磁力矩；MFZ为电动机轴上的负载力矩；IFZ为电动机负载电流；n为电动机转速；C为电动机转矩常数；Ce为电动机电势常数；GD2为拖动系统整个运动部分折算到电动机轴上的飞轮惯量；Tm=（GD2 R）/（375CCe）为拖动系统机电时间常数。由式(5-2)、(5-5)和(5-6)可以作出电动机结构框图，如图5-2所示。 IFZUDO 1/RID R E 1 + TDs+1 Tm s Cen -图5-2 电动机结构图由图5-2可以立即得到电动机数学模型： （5-7）5.2 电流调节器的设计及采样周期的选

45、择确定了被控对象电动机的数学模型,很容易作出电流环结构框图,如图5-3所示 。 图5-3 电流环结构图由于突加给定阶跃后，速度调节器输出马上达到饱和限幅值，电流环投入工作使电机电枢电流很快上升，相对电流来说，速度变化很缓慢。因此，可以认为反电势对电流产生的影响很小，令E=0，则图5-3通过结构图变换，简化为图 5-4。图5-4 简化的电流环结构图5.2.1电流调节器的设计（1） 闸管传递函数一般三相桥式电路晶闸管最大失控时间在00.0033s之间随机分布,取其平均值,即T SCR=0.0017s。本系统电流调节器最大输出电压UKm=2.54V,晶闸管最大输出整流电压为UDO = 245.34V

46、则KSCR=96.59所以晶闸管传递函数为 （5-8）（2） 电流反馈传递函数电流反馈回路由交流互感器经三相桥式整流及T型滤波构成,一 般时间常数在12ms之间。取TLF = 0.0016s。电动机最大起动电流为11.3A,而速度调节器输出限幅为2.4V,则KLF = 2.4V/11.33A = 0.212V/A,其传递函数为 （5-9）注意到T SCR和TLF都很小，可以把他看成是小惯性群，即T=T SCR+TLF = 0.0017s + 0.0016s = 0.0033 (s)。这样晶闸管传递函数和电流反馈传递函数可并为一惯性环节: 20.47 0.0033s + 1将已求结果代入图5-4

47、,即可得到电流环最简单结构图,如图5-5所示。图5-5 电流环最简结构图其中, DLT(s)为电流调节器的传递函数, GLS(s)电流环广义控制对象。 (5-10)(3) 电流调节器DLT(s)的求取为了使本系统电流环超调小,有好的动态性能,我们采用二阶最佳来设计电流调节器。令电流调节器传递函数为 (5-11)根据二阶最佳工程设计方法，则有i = 2KT= 2×2.34×0.0033s = 0.015(s)D=TD = 0.013(s)这样可得:令K0=0.84,K,=64.89,则有DLT(s)=K0 + K/s (5-12)式（5-12）是一个PI调节器,可以导出离散化

48、方程和差分方程:离散化方程: (5-13)差分方程: Ck =Ck-1+(K1+K2)ek-K1ek-1 （5-14）其中, K1 = K0-K,TLT =0.84-64.89×0.001=0.78 K2 = K,TLT = 64.89×0.001 = 0.065这里设电流环采样周期TLT = 0.001s。 把以上参数代入式（5-13）和式（5-14）可得: （5-15） Ck =Ck-1+0.84ek - 0.78ek-1 （5-16）由式（5-15）和式（5-16）可立即作出程序框图,由计算机求解。5.2.2电流环的稳定性分析由图5-4可以作出电流环采样系统框图,如图

49、5-6所示。图5-6电流环采样系统框图则电流环闭环的脉冲传递函数为 （5-17）上式中DLT(z)为电流调节器的Z变换,为电流环控制对象的Z变换, 为调节对象和电流反馈传递函数积的Z变换, 即则有由上式可得特征方程为z4 3.00z3 + 3.32 z2 1.59 z + 0.27 = 0 （5-18）由计算机求解式（2.18）的根为z1,2 = 0.83±0.13j z3= 0.92 z4 = 0.41从而可知z1 、z2 、z3、z4S四个根的绝对值均小于1,它们都在单位圆内,因此电流环是稳定的。5.2.3电流环在阶跃下的稳态误差上式利用Z变换终值定理有所以电流环在单位阶跃输入是

50、无静差的。5.2.4电流环采样周期选择由图5-5可知,电流环广义控制对象可以看成是一个大惯性环节和一个小惯性环节串联而成,其传递函数为则应选择的采样周期为TLT = 1/4min(TD , T) = 1/4min(0.013s,0.0033s)0.001s5.3 转速调节器的设计及采样周期的选择在图5-1中,当突加速度给定后,ST输出立即达到限幅值,ST输出就是LT的给定,因而系统以最大加速度升速。但是此时速度反馈来不及跟上速度给定，即UgnUfn，则ST仍然处于饱和限幅，故速度环工作在开环状态，速度继续上升，只有当UgnUfn时，ST才退出饱和限幅，这时才真正构成速度闭环，直到稳态为止。因此，系统速度闭环时其初始条件不为零，而按二、三阶最佳工程设计是以频率法为基础，传递函数为工具，零初始条件为前提的，因而按二、三阶最佳来设计速度调节器就成问题。为此，我们提出按二次型性能指标最优控制来设计速度调节器。按二次型性能指标最优设计速度调节器的方法是基于控制作用受约束下，确定最优控制规律，使系统从任意初态，