内馈调速的晶闸管斩波控制

1、内馈调速的晶闸管斩波控制前言：    变流控制是交流调速的关键，关系到调速效率、功率因数及其它技术性能，是近代交流调速研究开发的重点方向。    移相触发是迄今为止晶闸管（及其它电力电子器件）的主要控制手段。其优点是控制简单。但是移相触发人为地产生大量感性无功功率，使系统的功率因数恶化，同时随控制角的增大，产生大量的谐波电压，加重了电机及电网的波形畸变。    七十年代，曾伴随串级调速的发展，兴起了斩波控制，目的是克服移相控制存在的缺点。实践表明，斩波控制确实有效地解决了移相控制的功率因数低、谐波畸变大等

2、问题，被公认为取代移相控制的发展方向，但由于串级系统自身的问题，加之理论方面的原因，导致偏面地认为变转差率调速肯定不如变频调速，串级调速日趋萧条，斩波控制也被搁浅 。    电机调速功控理论的提出和新型内馈调速的问世，解决了认识、评价交流调速的理论问题，同时指出了变转差率调速新的发展方向，这时，控制方法和控制性能的选择就显得尤为重要。斩波控制于是被重新提到研究、发展议程。事实证明，斩波控制的内馈调速甚至串级调速不仅具有不亚于变频的技术性能，而且在经济性上明显优于后者，特别是在高电压、大中容量的交流调速应用上优势尤为明显。    本文提

3、出的晶闸管电流型斩波电路，较好地解决了辅助关断一直存在可靠差的性问题，使晶闸管斩波器的关断快速、简捷可靠。关断电路采用自励式，不需要附加电源，不仅简化电路，更重要的是提高了斩波频率，减小了损耗。1、斩波与移相的功控原理及对比从功率控制调速原理角度看，变流装置的主要作用有二： 控制异步机转子的附加电功率大小，以改变转子的总电磁功率，而产生调速； 进行必要的频率转换，以使转子和反馈绕组两个频率不同的电源完成有功功率交换。对于图1的内馈调速系统，变流装置的有源逆变器是完成上述任务的关键。图1 普通内馈调速系统    有源逆变器（以下简称逆变器）以固定的工频频率触发，把阀

4、端的直流功率转变为工频功率，完成了频率转换工作，余下便是如何控制附加电功率的大小了。    控制从转子移出的附加电功率大小可以采取逆变器移相方法，从逆变器网端观察，其输出功率近似等于输出的转子移出功率，即P3=Pes （1）由此，可以通过对 P3的控制达到控制 Pes的目的。由于P3=m1U3I3COS3 （2）    式中，m1为相数，U3为反馈绕组相电压，这两个参数都在电机制造之后被确定，无法改变。因此控制P3只有控制I3和COS3 两种办法，移相控制采用的是后者。控制COS3 是通过对逆变角的控制实现的，根据变流理论，COS3=

5、COS （3）当波形畸变系数近拟为常量(实际逆变电流波形变化很小)且很小时,COS3仅决定于COS，且有COS3 COS （4）这样就可以通过逆变角的改变来控制COS3和功率P3。逆变器的移相功率控制的最大缺点是产生人为的感性无功功率。其值为Q3=m1U3I3sin （5）    由于逆变器没有对视在功率进行控制，而只是改变其中的有功和无功的比例分配，因此在有功功率随COS变化的同时，必然产生与sin成正比的无功功率，鉴于换相的约束，角通常是滞后的，故无功分量为电感性，这些感性无功不仅不起调速作用，反而使系统功率因数降低，无功损耗增大，严重影响系统运行。 

6、;   移相控制的另外缺点是可靠性差，众所周知，有源逆变对触发脉冲要求是严格的，任何触发失误都将导致逆变颠覆造成短路，不仅严重影响运行的可靠性，而且检修也困难（无法在故障状态进行分析、查找）。    造成移相控制可靠性低的原因之一是触发脉冲的移动。脉冲线路复杂而且要求具有快速响应性，脉冲线路抗干扰能力就降低。因为抗干扰强的脉冲电路必然具有大时间常数的惯性环节，这和快速响应是矛盾的。    原因之二是逆变器的容量较大，换相困难。移相控制的全部受控功率都要经过逆变器，逆变器的容量相对就要增大，从而使换相矛盾突出，难度加

7、大。实际上晶闸管有源逆变器的可靠性关键就在换相上，一旦换相失败，逆变器永久性地颠覆了。    串级调速和第一、二代的内馈调速，限于当时的技术水平，采用的都是移相触发控制，逆变器承担着频率变换和功率调节的双重任务，怎样改进都难免顾此失彼，多年的实践证明，从根本上解决问题只能另辟蹊径。2、斩波控制的调速原理    克服移相控制缺点从公式上看只有改控逆变电流I3，简单的方法是在直流回路实行斩波控制。    图2所示的斩波控制原理电路是在逆变器NB两端并联一个斩波开关K。图2 斩波式逆变器原理及等效电路 

8、;   电路工作时，逆变器的逆变角恒处于最小min处不变，只负责频率变换。功率调节则由斩波开关来完成。    斩波开关对功率的控制作用是通过对电流平均值的控制实现的，斩波开关通常以恒频调宽方式工作，即工作频率一定，而开关导通时间可调。这样，当斩波开关导通时，转子直流经K而成回路，电流不流过逆变器，逆变器输出功率P3=0，转子的电磁功率转化为机械功率。    当开关K打开时，转子电流被迫流入逆变器，电流所产生的功率转化为反馈功率。    根据电机调速的功控原理，电机转速决定于机械功率（或

9、反馈功率）的大小，在电流连续条件下，斩波电流和反馈电流互补，因此，只要分析其中任意一个电流对功率的控制作用，就可以说明调速机理了。    斩波控制的电机调速等效电路如图3所示。图3 斩波控制的内馈（串级）调速电机T形等效电路    分析可知，电机转速正比于机械功率，而机械功率正比于斩波开关电流，因此，调速就成为单值改变斩波开关电流的问题了。    为了简化分析，设负载转矩不变，转子直流电流为定值，即Id=C。斩波开关工作时，斩波电流iM和逆变阀端电流iN波形如图4。图4 斩波与逆变电流波形设斩波开关导通时

10、间为t1，周期为T，则关断时间t2=T-t1斩波电流平均值(6)令 dF=t1/T 称为占空比则 I M=d F·Id (7)相应的逆变直流电流值为：IN=I d-I M=(1-d F)·I d (8)这样，只要控制斩波开关导通时间t1就改变了占空比，也就改变了电机的机械功率和转速。从逆变器输出角度观察，P3功率与转速的关系为（参见文献2）P3受控于逆变器网端电流I3（COS不变）按变流理论I3 = 0.816IN= 0.816（1-dF）Id （9）可见改变占空比即可实现对反馈功率P3的控制，从而实现转速控制。3、晶闸管斩波器    采用全控

11、的电力电子器件构成斩波开关是最为合理的，但限于这类器件的容量、电压及经济性，还暂时不能形成产品，在此条件下，晶闸管斩波器应运而生。    晶闸管斩波器的核心问题在于关断，这是由于晶闸管本身没有自关断能力之故。关断电路必须能使斩波晶闸管在关断时刻失去维持电流而可靠关断，这需要电容储能和外附电源控制。典型的关断电路如图5。图5 常见的晶闸管斩波关断电路    电路工作时，辅晶闸管KF1和斩波管ZK同时触发导通，附加电源为关断电容C充电，待C充电完成后，KF1的电流降至为零自然关断。电容电压极性为左一右十，待关断时，触发辅晶闸管KF2，电容

12、C立即经KF2，整流电源，电抗器放电，斩波管电流降为零而关断，电容C反向充电，极性为左十右一，直至完成后KF2失去维持电流而关断，于是完成一个斩波周期过程。    实践表明，图5电路存在三个致命缺点，一是抗干扰能力差，一旦发生KF1和KF2误触发同时导通，造成附加电源短路，或是损坏辅晶闸管，或是损坏附加电源；二是必须有附加电源，使待关断电路复杂、损耗大、成本高；三是为了避免KF1、KF2同时导通，斩波频率受到限制不能太高，（实践中超过300Hz，可靠性明显降低）同时最小占空比也受到限制 不能太小。    为了解决关断电路存在的上述问题

13、，经过反复研究，试验终于成功设计出图6的关断电路，并在YQT-2产品中收到极为良好效果。图6 桥式自动关断电路    电路是由晶闸管KF1-4和关断电容C所构成。KF1-4接成桥式电路，关断电容C接于桥的网端，而桥的阀端接在转子整流的平波电抗器输出端。桥式晶闸管关断电路是这样工作的。    在主斩波晶闸管KV导通之前，预先触发关断桥，两只桥臂的上、下两只晶闸管，例如KF1和KF4，电容C随即充电，极性右一左十。充电电压受逆变电压的箝位限制，当电容电压UC升至逆变阀端电压U即UC=U时，电流换向不再充电，而流入逆变器。充电结束，这样电容

14、电压就基本稳定在U不变。    之后主斩波管ZK受触发导通，电容C储能待命，待到需要关断时（即t1时刻结束），立即触发另外一对辅晶闸管KF2、KF3，关断电容按图示路径放电，主斩波管电流降至为零而关断。    C放电至UC=0后反向充电，直至UC=U，极性右十左一，充电电流换向充电结束，为下一次关断做好准备。桥式自励关断与图5相比具有以下优点： 没有附加充电源，避免了因附加电源引起的一系列麻烦。 关断桥每次触发都产生关断作用，没有“空程”，可使斩波频率提高一倍。 最小占空比不受限制，实践中可以做到5%以下。 可靠性高，既使桥臂直通也不

15、会发生电源短路。 线路简单，体积小。叉相式斩波电路。    大容量的斩波控制往往受器件电流限制则需要并联，同时提高斩波频率又受到器件开关损耗的限制，较好的解决办法是采取叉相技术。从主电路上看，叉相控制的多只斩波管与并联无异，实际工作却有明显区别。    叉相控制的特点是按同一占空比轮流导通各并联的晶闸管，每只斩波晶闸管的工作频率是总斩波频率的1/2（2只并联）。这样，流过分支斩波管的平均电流为总电流的一半，一方面可以提高斩波频率，降低开关损耗，另一方面可以达到晶闸管并联增大电流容量却不需要均流的目的。   

16、; 在实际YQT-2型斩波式内馈调速产品中，电机容量超过300KW时，均采用两管叉相斩波，收到了较好的实效。4、斩波电路的过压与缓冲很多关于斩波式串级调速的文献提出的斩波电路多为图7所示。图7 无缓冲的斩波电路    实际应用时发现存在严重的过电压问题，致使电路可靠性降低，甚至无法正常运行。    斩波过电压产生的原因是斩波关断与逆变导通的换流不能瞬时完成。    众所周知，对于电流源最忌开路，否则将产生严重的过电压，而线路中转子整流经平波电抗器输出恰好是电流源，显然要避免任何形式的开路，哪怕是很小的瞬时

17、。     当斩波器由导通到关断时，希望转子电流立即换流，转流入逆变器，实际电路却不能实现。    斩波器导通时，显然逆变器输出电流为零，由于逆变交流回路存在电机（或逆变变压器）漏感以及线路分布电感，故电流不能突变，这样当斩波关断时，转子直流无法立即换流至逆变回路，而是需要一定的时间才能完成。此时间内，斩波器和逆变器都开路，只有关断电路尚在导通，转子电流在平波电抗器感应电势的作用下，继续为关断电容充电，其电压为（10）    随换流时间加大而剧增，实际电路表明，UC的过充电压可高达2-3倍的逆变

18、直流电压，斩波器两端也出现与UC等量的过电压。    换流过电压严重威胁斩波、关断以及逆变电路的安全，经常发生关断晶闸管、斩波管击穿现象，而且这种电路的逆变电流严重不连续，有效值很高，谐波分量大，给逆变电路造成不良影响。YQT-2产品设计时曾采用过这种电路，遇到了上述问题，因此提出并采取了DCL缓冲电路。DCL缓冲电路参见图8图8 有DCL缓冲的斩波主电路    电路由逆阻二极管、吸收电容C2、缓冲电抗L2组成。其抑制过电压的原理如下：    当斩波器关断时，转子电流在为关断电容C充电，当UC充至逆变电压

19、值时，开始换流，转流入逆变回路。吸收电容C2的接入使换流能够瞬时完成，实际选择时，C2>C，有效地避免了过电压。更主要的是C2 经 L2 连续地向逆变器放电，使电容C2两端电压恒定在逆变直流电压值U，一方面保证了缓冲正常工作，另外也使逆变电流得以连续，从而减小了发热和谐波。带有缓冲电路的斩波电路各部波形如图9所示。图9 各部波形5、斩波控制的逆变器容量    斩波器和逆变器并联，共同分担转子的电磁功率，这是斩波棗逆变控制的一大特点。由于斩波器的加入，逆变器以及逆变电源的容量都得以减小，这在一定程度上弥补了斩波的经济性。通过逆变器及其电源的是电转差功率，其值为

20、Pes=S·Pem （11）忽转子铜耗，转子电磁功率为Pem=PM+Pes=PM+SPem （12）故机械功率为PM =（1-S）Pem （13）或者 Pem = PM /(1-S) （14）以及 Pes = S /(1-S) · PM （15）对于风机泵类负载，机械功率与转速立方成正比，故有PM = (n/n0)3 Pe （16）由于转速n = n1（1-S）因此Pes = (n1/ne)3 · S /(1-S)2 Pe （17）异步机额定条件下运行有nen1所以 Pes=S(1-S)2 Pe （18）该式为逆变器及其电源的有功功率表达式。为求Pes之极大值，对

21、式求导，并令 dPes/ds=0得S=1/3时，Pes有极大值Pesm = 4/27 · PeS= 1/3 （19）考虑到逆变角不可能为0°，及谐波影响，最大视在功率为Smax=Pesm/cosmin (20)通常min=25°，=0.95，因此Smax=0.17Pe （21）    可见斩波控制的逆变器及电源的最大容量，在风机、泵类等平方负载条件下，仅为调速电机额定容量的17%左右，这不仅降低了逆变器的成本，更主要的是逆变容量减小将使逆变可靠性得到明显改善。对于恒转矩负载，机械功率与转速平方成正比，因此PM = (n/ne)2 Pe (22)相应的电转差功率Pes = S /(1-S) · (n/ne)2 Pe= (n1/ne)2 · S(1-S) Pe (23)同样求导确定Pes极大值可得S=1/2时有极大值Pesm = 0.85