一种新颖的电流驱动同步整流变换器的分析

1、一种新颖的电流驱动同步整流变换器的分析          摘  要：本文分析了一种新颖的电流驱动同步整流方法。它在输入和负载的波动的情况下，仍可以获得固定的驱动电压；该电流驱动模块直接可以应用于大多数的开关拓扑电路,其功能和理想二极管相同；该电流驱动的同步整流变换器能够并联使用，而无需考虑反向功率消耗。 关键词：同步整流  电压驱动  电流驱动 Analysis of a Novel Current Driven Synchronous Rectifier Chen Jiny

2、un, Guo tangshi, Yin Huajie (South China University of Technology, GuangZhou 510640 China) Abstract: This paper analysis a novel synchronous rectifier. Constant gate drive voltage can be obtained regardless of line and load fluctuation. It can be easily applied to most switching topologies like an i

3、deal diode. It can be connected in parallel without take the risk of reverse power sinking. Key word：synchronous rectification, current driven, voltage driven 1  引  言 随着计算机微处理器技术以及高速数字逻辑电路技术的发展，对低电压大电流电源的需求也增多。随着变换器输出电压的降低以及输出电流地增大，整流损耗成为变换器的主要损耗。采用低导通阻抗的MOSFET进行整流，可以大大降低这一损耗，是提高变换器效率的有效途径

4、。这种应用MOSFET进行整流的技术，称为同步整流(SR)。通常，同步整流驱动信号可以通过自驱动和它驱动（也称控制驱动）两种方法获得。控制驱动通常结构复杂，成本高，效率低，因此使用较少。自驱动又可以进一步分为电压驱动和电流驱动。许多的研究者在电压驱动同步整流变换器方面做了许多的工作【1】【6】。电路的实现和工作原理已经被大家熟知。电压驱动SR的显著的优点是结构简单。然而，它的不足之处如下：（1）              不同的开关拓扑结构需要不同的电压驱动方案【1

5、】【3】。（2）              电压驱动SR的栅极驱动电压与输入电压成比例。在低输入电压和高输入电压下，都能安全有效地驱动SR是个难题。（3）              由于SR是一个双向导通的开关，电压驱动的SR变换器不适合直接并联运行【4】【6】。电流驱动是利用电流变压器来检测SR电流的大小，根据电流方向产生驱动信号。当正

6、向电流从SR的源极流向漏极时，SR栅极驱动信号开通。当反向电流试图从SR的漏极流向源极时，SR栅极驱动信号光闭。虽然，电流驱动的提出已经有十多年，但是其可行的工作频率很低，MOSFET的SR其工作频率低于25KHz【7】。显然，这样的频率范围不能满足以当代功率变换器高效率和高功率密度要求的需要。图1给出了传统电流驱动SR的功能模块原理图。其电流感应电路消耗功率，为了减小这一损耗，绕组N1的压降（电流检测部分的压降）必须尽可能小。这使得电流变压器需要很高的变比（大约为500:1）【8】。这样的电流变压器的实现比较困难。此外，高变比和低的电流增益带来的大的漏感效应将使在开关瞬态时产生严重的延迟，

7、SR的性能恶化。所以传统的同步整流电流驱动不适合工作在高频状态。为了提高传统电流驱动变换器的工作频率，提出了如图2所示的能量复位型电流驱动SR，绕组N1的感应能量和励磁电流能量通过绕组N3和N4传输到DC电压源。通过能量复位，绕组N1上的电压可以比SR的压降更大，而不会带来太多的附加损耗。这使得电流变压器不再需要很高的变比（变比大约为10:1）【8】。这大大简化了电流变压器的设计和制造。更小的变比会获得更高的电流和更小的漏感效应。以下部分对能量复位型电流驱动进行详细分析。          &#

8、160;  图1  传统电流驱动SR的原理图 图2  能量复位型SR的原理图 2  能量复位型电流驱动SR的工作模态及分析 2.1  稳态分析 稳态期间是SR驱动电压被钳位后的完全开通或完全关断的工作期间。如图3所示，稳态期间有3种工作模态。分别如下：（a）开通模态          （b）关断模态1         （c）关断模态2图3  稳态期间的电路图 (1)

9、开通模态：该模态如图3（a）所示。SR电流流过电流变压器的绕组N1，感应电流有两个回路。其一是由绕组N3、二极管D1、直流电压Vo构成。绕组N1上的能量通过该回路返回到Vo。另一回路是由绕组N2和励磁电感构成。该期间可得到如下公式：                               （1）

10、                           （2）         （3）              

11、0;      （4）                 （5）实际电路中ILmmax远小于ISRP*N1/N3，所以，公式（5）可以简化为：                     

12、0;         （6）式中：ISRP： SR正向电流峰值D：SR的占空比T：开关周期N1N4：各绕组的线圈匝数Vg（on）：栅极驱动电压ILmmax：最大励磁电流(2) 关断模态1：该模态如图3（b）所示。当SR电流减小到不能维持励磁电流时，二极管D1截止，复位绕组N4和二极管D2导通，这时，励磁能量由N4返回到输出电压Vo。绕组N2的驱动电压变为负值。该期间的公式如下：           

13、;                （7）             （8）(3) 关断模态2：该模态如图3（c）所示。当励磁电流复位到0时，二极管D2关断。在绕组N2，SR的栅极电容与励磁电感谐振。2.2  瞬态分析 瞬态期间是SR开通和关断瞬态的工作期间。虽然与开关周期相比该期间很短，但它决定了SR的整体性能。开通瞬态

14、和关断瞬态的分析如下：(1) 开通瞬态： （a）电路模型和波形图 （b）开通模态                 （c）开通等效电路  （d）简化的开通等效电路 图4  开通瞬态期间的电路图 其等效电路如图4（b）和图4（c）所示。该期间，SR的电流以m1的斜率上升。开始时，绕组N3和N4不导通，电流流过绕组N2，同时对SR的栅极充电。考虑到励磁电流不能在开通瞬态瞬间建立起来。所以，认为零初始值励磁电感开路。等效电路

15、可以进一步简化为如图4（d）所示。开通延迟Tond（从SR电流开始上升到栅极电压到达门槛电压Vth所需时间）和开通时间Ton（从SR电流开始上升到栅极电压达到钳位电压Vo*N2/N3所需时间）可由以下公式得到：  （9）                   （10）            

16、         （11）式中：m1：电流的上升斜率，它由外加电压和寄生电感决定。Vth是SR的Mosfet的门槛电压。 (2) 关断瞬态：关断瞬态的分析开始于流过SR的电流开始以m2的斜率下降，结束于到栅极电压被N4和Vo钳位到一个负的电压值。如图5所示，该瞬态期间有两个工作模态：(a) 关断模态1                （b）关断模态2  

17、60;          （c）主要波形图 图5  关断瞬态期间的电路图 （a）关断模态电路                   （b）等效电路            （c）简化的等效电路 图6

18、60; 关断瞬态期间的等效电路图 关断模态1：该模态如图5（a）所示。二极管D1仍然导通，把能量返回到输出Vo。栅极电压由绕组N3和输出电压Vo钳位。二极管D1电流随着SR电流的下降而相应减小。关断模态2：当二极管D1的电流下降到0，D1截止，电路模型变为图5（b）所示。绕组N1的感应电流小于励磁电流。励磁电感和栅极电容之间产生谐振。关断瞬态的主要波形如图5（c）所示。关断延迟时间Toffd，即从SR电流开始减小开始，到0到SR栅极电压低于门槛电压同时关断SR所需时间可以由如下公式得到：         

19、      （12）                           （13）              （14）Toffd1：从SR电流开始减小到等于励磁

20、电流，二极管D1截止。Toffd2：从二极管D1截止后，到SR栅极电压低于门槛电压。Tfall：SR电流从稳态值开始，减小到0这一期间。为了计算Toffd2，我们考虑如图6（a）所示的等效电路。该电路和图6（b）等效。当考虑到励磁电感很大，瞬态期间励磁电流保持恒定。电感可以等效成一个电流源，如图6(c)所示。可得：                    （15）    

21、;               （16）  （17）应该指出的是公式（17）表示的关断时间并不总是为大于0。如果Toffd比0更小，这表示同步整流管在它电流降落到0之前已经被关断，继续存在的电感电流通过同步整流管的体二极管流通。由于这种继续存在的电感电流通常远小于正常的负载电流，所以，由此引起的体二极管反向恢复问题通常不是一个严重的问题。事实上，电压驱动SR也面临这样的问题，精确的驱动同步几乎是不可能的。实际设计中，可以加上一个简单的延迟电路来使

22、工作电路效率达到最高。如果Toffd大于0，会存在反向的电流流过同步整流管。反向电流的幅值Ishutdown由电流下降率m2和Toffd共同决定，如公式（18）所示。  （18）对于一个工作在CCM模式的变换器，这反向电流Ishutdown通常是很高的，它将降低同步整流变换器的性能。所以必须尽可能减小Toffd。3  损耗分析 由于能量复位，电流变压器本身的工作效率可以很高。同时，励磁能量通常比电流感应能量要小的多，D2导通损耗可以忽略。所以该电流驱动同步整流与精确同步驱动的同步整流相比所带来的附加损耗，主要是由于D1引起的导通损耗。在稳态期间，附加损耗Pextraloss

23、stable可由以下公式得到：  （19）式中，：VF-D1是二极管D1的正向压降。在开通瞬态期间，附加损耗Pextralosson，可由以下公式得到：                               （20）     

24、0; （21）                            （22）式中：PBDon：由于开通延迟产生的体二极管导通损耗PSRon：开关瞬态期间的SR电阻的导通损耗VFBD是SR的体二极管压降，Rdson是SR的开通电阻。在关断瞬态期间，附加损耗Pextralossoff，如下：    （

25、23）所以，总的附加损耗Pextra可以表示为：              （24）考虑到PextralossoffPSRon远小于 ，所以总附加损耗可以简化为SR体二极管的导通损耗和开通期间二极管D1导通损耗之和。由公式（2）、（10）、（19）、（20）知，该总附加损耗可以表示为：    （25）通常，该电流驱动SR比理想的SR的附加损耗要大，但是，当电流变压器和驱动信号正确设计时，附加损耗并不大。应该指出的是，实际上理想的SR并不

26、存在。电压驱动的SR也很难根据电流精确地开通和关断SR。它也仍然存在开通和关断地延迟问题和附加损耗问题。 5  性能的提高 5.1  减少附加损耗 由公式（25）知，存在一个优化的变比N3/N1，使得附加损耗最小。通过差分求得，该优化变比为：                       （26）      （

27、27）所以该电流变压器的优化变比为：N3可以由公式（26）确定；N2可以由公式（2）确定；N4可以由公式（7）确定。N4和D2流过的仅仅是励磁能量。所以可以选择低功率的元件。5.2  关断期间误导通问题的解决 在关断期间，励磁电感和栅极电容之间产生的谐振可能使驱动线圈上产生正向的栅极驱动电压，从而导致SR的误触发。实际设计中可以在绕组N2并联阻尼电阻Rd来吸收额外的谐振能量以防关断期间驱动电压超过SR的驱动电压使SR误导通。与阻尼电阻串联的二极管保证了该电路在SR开通期间不消耗能量。该尼电路的电路原理图如图7所示。图7  带有阻尼电路的SR 要使二极管与阻尼电阻串联的尼电路

28、能有效阻止栅极驱动电压在关断期间出现正电压，需要该二阶电路是临界阻尼和过阻尼状态。公式（28）给出了临界阻尼响应下阻尼电阻Rd的值。实际设计中选用阻值在100到5000之间的Rd就可满足要求。                             （28）5.3  减小开通和关断延迟时间 为了进一步提高能量恢复型电流

29、驱动同步整流变换器的性能，应该使得开通延迟和关断延迟尽可能小。由公式（10）、（17）知，影响开通延迟和关断延迟时间的主要参数是SR栅极电容Cg。显然，栅极电容越小，延迟时间越小。在绕组N2和SR栅极电容间加上如图8所示的图腾柱（totempole）驱动器可以加快开关过程。如果驱动器的电流放大倍数为，栅极电容等效值下降为Cg/，因此开通延迟和关断延迟可以大大地降低。图8  图腾柱驱动电路 实际的图腾柱驱动器本身也存在着输入和输出信号之间的延迟。这个延迟时间一般在5ns到30ns之间。考虑到图腾柱驱动器自身的延迟时间Ttotempoled，符合要求的图腾柱驱动器的电流放大率可以根据公式

30、（29）来设计。           （29）经过优化变比设计以及加上放大倍数为的图腾柱驱动器后，电流驱动的SR的最小附加损耗可表示为   （30）6  新颖的电流驱动同步整流变换器 根据以上分析，可以构造如图9所示的新颖的电流驱动模块。该模块有四个端口，其中两个端口是SR的漏极和源极，相当于二级管的阴极和阳极。另两个端口是能量恢复端口，分别同直流输出端的正极和负极连接。该模块可以在各种拓扑结构的变换器中代替整流二极管，具有通用性。图9  新颖的电流驱动SR模块 7

31、  结  论 本文提出了可以在高频状态工作的一种新颖的电流驱动同步整流电流变换器。与已经存在的同步整流相比，该同步整流变换器有几个非常突出的优点。 首先，它为大多数拓扑的同步整流电路提供了一种通用的方法。它是一个四端口的模块，其中两个端口是阴极和阳极，另外两个端口与直流输出相连。它可以很方便地被用于各种拓扑电路中，如正激、反激、中间抽头的半桥、倍流的半桥以及谐振拓扑电路中。 第二，即使输入电压出现波动，该电流驱动SR的驱动电压可以保持恒定。这使得它可以在宽电压输入范围内工作。通过调节绕组变比很容易进行设计SR驱动电压的大小。 第三，该电流驱动SR变换器可以并联运行而不产生反

32、向功率的消耗。 参考文献： 1 Jitaru, I.D.; Cocina, G.“High efficiency DC-DC converter”  Applied Power Electronics Conference and Exposition, 1994. APEC '94. Conference Proceedings 1994., Ninth Annual , 1994  Page(s): 638 -644 vol.2     2  Cobos, J.A.; Garcia, O.; Uceda

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