设计更高能效、极低EMI准谐振适配器

1、设计更高能效、极低EMI准谐振适配器    准方波谐振转换器也称准谐振(QR)转换器，广泛用于电源适配器。准方波谐振的关键特征是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)在漏极至源极电压(VDS)达到其最低值时导通，从而减小开关损耗及改善电磁干扰(EMI)信号。准谐振转换器采用不连续导电模式(DCM)工作时，VDS必须从输入电压(Vin)与反射电压(Vreflect)之和降低到Vin。变压器初级电感(Lp)与节点电容(Clump，即环绕MOSFET漏极节点的所有电容组合值，包括MOSFET电容和变压器寄生电准方波谐振转换器也称准谐振(QR)转换器，广泛

2、用于电源适配器。准方波谐振的关键特征是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)在漏极至源极电压(VDS)达到其最低值时导通，从而减小开关损耗及改善电磁干扰(EMI)信号。准谐振转换器采用不连续导电模式(DCM)工作时，VDS必须从输入电压(Vin)与反射电压(Vreflect)之和降低到Vin。变压器初级电感(Lp)与节点电容(Clump，即环绕MOSFET漏极节点的所有电容组合值，包括MOSFET电容和变压器寄生电容等)构成谐振网络，Lp与Clump相互振荡，振荡半周期以公式计算。然而，自振荡准谐振转换器在负载下降时，开关频率上升；这样，在轻载条件下，如果未限制开关频率，损耗会较高，影响

3、电源能效；故必须限制开关频率。限制开关频率的方法有两种。第一种是传统准谐振转换器所使用的带频率反走的频率钳位方法，即通过频率钳位来限制开关频率。但在轻载条件下，系统开关频率达到频率钳位限制值时，出现多个处于可听噪声范围的谷底跳频，导致信号不稳定。为了解决这个问题，就出现第二种方法，也就是谷底锁定，即在负载下降时，在某个谷底保持锁定，直到输出功率大幅下降，然后改变谷底。输出功率降低到某个值时，进入压控振荡器(VCO)模式，参见图1。具体而言，反馈(FB)比较器会选定谷底，并将信息传递给计数器，FB比较器的磁滞特性就锁定谷底。这种方法在系统负载降低时，提供自然的开关频率限制，不会出现谷底跳频噪声，

4、且不降低能效。图1：谷底锁定方法示意图。最新准谐振控制器NCP1379/NCP1380概览NCP1379和NCP1380是安森美半导体新推出的两款高性能准谐振电流模式控制器，特别适合适配器应用。作为应用上述第二种方法的控制器，NCP1379和NCP1380包括两种工作模式：一为准谐振电流模式，带谷底锁定功能，能消除噪声；二为VCO模式，用于在轻载时提升能效。这两款器件还提供多种保护功能，如过载保护(OPP)、软启动、短路保护、过压保护、过温保护及输入欠压保护。就工作原理而言，在带谷底锁定的准谐振模式，控制器根据反馈电压锁定至某个谷底(最多到第4个谷底)，峰值电流根据反馈电压来调整，提供所需的输

5、出功率。这样，就解决了准谐振转换器的谷底跳频不稳定问题，且与传统准谐振转换器相比，提供更高的最小开关频率及更低的最大开关频率，还减小变压器尺寸。而在反馈电压小于0.8 V(输出功率减小)或小于1.4 V(输出功率上升) 时，控制器进入VCO模式，此时峰值电流固定，为最大峰值电流的17.5%，而开关频率可变，由反馈环路设定。在保护功能方面，这两款器件以读取辅助绕组电压结合提供过零检测(ZCD)和过载保护功能(参见图2)，其中在MOSFET关闭期间(辅助绕组正电压)使用ZCD功能，而在MOSFET导通期间(辅助绕组负电压)使用OPP功能，能够根据ZCD电压减小峰值电流。图2：NCP1379/NCP

6、1380结合提供ZCD和OPP功能.此外，这两款控制器内置80ms定时器，用于短路验证。还提供绕组短路保护功能，以额外的电流感测(CS)比较器及缩短时间的前沿消隐(LEB)来检测绕组短路，当电流感测电压(VCS)达到电流感测电压阈值(VILIM)的1.5倍后就关闭控制器。值得一提的是，NCP1380提供A、B、C和D等不同版本，用以满足客户不同的保护需求。例如，四个版本均提供过压保护功能，而其中NCP1380A和NCP1380B提供过温保护，NCP1380C和NCP1380D提供输入过压保护；另外，NCP1380A和NCP1380C提供过流保护闩锁，而NCP1380B和NCP1380D提供过流

7、保护自动恢复功能。此外，NCP1380A和NCP1380B在同一引脚上结合了过压保护和过温保护功能，而NCP1380B、NCP1380D及NCP1379在同一引脚上结合了过压保护和输入欠压保护功能，这样就减少了外部元件需求。应用设计过程假定我们的目标电源规格为：输入电压85至265 Vrms，输出电压19 V，输出功率60 W，最小开关频率45 kHz(输入电压为100Vdc时)，采用600 V MOSFET，230Vrms时待机能耗低于100 mW。这样，我们可将应用设计过程分解为多个步骤。1)    准谐振变压器参数计算匝数比：初级峰值电流：初级电感

8、：最大占空比：初级均方根(RMS)电流：次级均方根(RMS)电流：2)    预测开关频率负载下降时，控制器会改变谷底。问题在于如何才能预测负载变化时开关频率怎样变化。实际上，功率增加或减小时，控制器用以改变谷底的反馈(FB)电平也不同，正是借此特性提供谷底锁定。知道反馈电平阈值后，我们就能够计算开关频率的变化及相应的输出功率。通过手动计算或使用Mathcad电子表格，我们就可以解极出最大开关频率。图3：预测开关频率3)    时序电容值(Ct)计算在VCO模式下，开关频率由时序电容(Ct)完成充电而设定，而Ct电

9、容的充电完成受反馈环路控制。由准谐振模式的第4个谷底向VCO模式过渡时，输出负载轻微下降。要计算Ct电容值，先要计算第4个谷底工作时的开关频率，并可根据反馈电压(VFB)与时序电容电压(VCt)之间的关系计算出VCt的值为1.83 V。然后，根据等式Ct=ICtTsw,vco/1.83，可以计算出Ct的值为226pF。我们实际选择的的200 pF的Ct电容。4)    应用过载补偿在高线路输入电压(265 Vrms)时，由于传播延迟，我们可以计算出峰值电流为：开关频率为：故高线路输入电压时的功率能力为：接下来要计算所需的过载保护电压。.在高线路输入电压时

10、，将输出功率限制为Pout(limit)=70 W，再根据峰值电流限制(Ipk(limit)与输出功率限制之间的关系等式，可以计算出Ipk(limit)=2.67 A。因此，可以计算出：根据电阻分压器的相关公式，以及选择下部分压电阻(Ropl)为1 k及过零检测电阻(Rzcd)为1 k，可以计算出上部分压电阻(Ropu)为223k。5)    选择启动电阻及启动电容启动电阻有两种连接方式，一是连接至大电容(Cbulk)，二是连接至半波电路。启动电容的计算必须配合电源在VCC下降VCC(off)之前关闭环路，相应计算出的CVcc为3.9 µF，我

11、们实际选择的电容是4.7 µF。需要给CVcc充电的电流IVcc为28.5 µA。如果选择的是连接大电容，则启动电阻Rstartup为2.76 m，相应的功率耗散为55 mW；如果选择的是半波连接，则计算得启动电阻为880 k，相应的功率耗散为16 mW。由此观之，半波连接大幅降低启动电阻的功率耗散。6)    应用同步整流次级端的高均方根电流会导致输出二极管损耗增加。我们以极低导通阻抗的MOSFET MBR20H150来替代二极管，从而提升能效及降低轻载和待机时的能耗。相应地，可以计算60 W准谐振转换器的同步整流功率损耗为：体二极

12、管损耗(PQdiode)为7 mW，MOSFET损耗(PON)为1 W，总同步整流总开关损耗近似为1 W。相比较而言，使用MBR20200二极管时的总损耗为2.6 W，即采用MOSFET来替代二极管时节省损耗约1.6 W。性能测试基于安森美半导体NCP1380B构建的19 V、60 W准谐振适配器的电路图如图4所示。在启动时间方面，启动电阻连接至大电容时，测得启动时间为2.68 s；启动电阻连接至半波时，测得启动时间为2.1 s。图4：基于安森美半导体NCP1380准谐振控制器的60 W适配器电路图另外，我们也测试了这电路板在115Vrms和230 Vrms条件下不同负载时的能效，参见表1。通

13、过表1可以看出，115 Vrms时25%、50%、75%和100%负载条件下的平均能效高达87.9%，230 Vrms时25%、50%、75%和100%负载条件下的平均能效也达87.7%，超过“能源之星”2.0版外部电源工作能效要求。此外，轻载条件下的能耗也极低，能够帮助节省电能。表1：115 Vrms和230 Vrms条件下不同负载时的能效测试结果另外，通过改进电路，还能进一步提升能效及降低能耗。例如，在极低输出负载时，可以采用特殊电路来移除TL431偏置抑制电路，从而降低持续消耗功率的启动电阻的能耗。另外，在轻载时结合移除TL431和NCP4302偏置抑制电路，还可进一步提升能效，使典型负载条件下的平均能效增加至高于89%，而空载条件下的能耗也大幅降低，其中115 Vrms时为62 mW，而230 Vrms时为107