基于DSP的数字化单相双BOOST_APFC控制技术研究

1、基于D SP的数字化单相双BOO ST2A PFC控制技术研究陈息坤1,2单鸿涛1 康勇1陈坚11.华中科技大学2.郑州轻工业学院摘要:提出了一种基于D SP的全数字单相双A PFC系统的控制策略,分析了基于数字控制的A PFC的工作原理,提出了一种新型控制策略。理论分析和仿真表明,系统具有良好的稳定性和可靠性。实验结果证明,该系统可以提高输入功率因数,并且可以有效地抑制输入电流谐波。关键词:有源功率因数校正谐波抑制控制技术Research on Con trol Technology of D ig ita l D ouleB OOST-APFC Ba sed onD SPChen X ik

2、unShan HongtaoKang YongChen J ian Abstract:T h is paper p resents a new contro l technique fo r digital active pow er facto r co rrecti on system based on D SP.O n the basis of analyzing the p rinci p le of active pow er facto r co rrecti on,a novel contro l strategy has been p resented.T he si m ul

3、ati on and experi m ental results verify the stability and dependability of the sys2 tem.A s a result,th is schem e can ach ieves excellent characteristics.T he harmonic of line is restrained effective2 ly,and the pow er facto r of line is enhanced.Keywords:active pow er facto r co rrecti on(A PFCha

4、rmonic restrainedcontro l techno logy1引言单相交流电网经整流获得直流电压是应用极为广泛的一种电力电子变换,这种整流器电容滤波电路的主要缺点是:输入交流电流i s波形严重畸变,呈脉冲状,直流电压V d只与交流输入电压V s有关而不能调控,脉动很大,且最低次谐波频率为2次谐波,需要很大的滤波器才能得到平稳的直流电压。交流电源电流中含有的大量谐波电流,使电网中电流波形严重畸变,谐波电流流过线路阻抗造成谐波电压降,使电网电压产生畸变;大量的该类设备将可能引发电力系统故障,使变电设备损坏,谐波电流会使线路和配电变压器过热;谐波电流会引起电网L C谐振;高次谐波电流流

5、过电网的高压电容,使之过流、过热而爆炸。另外,相控整流的谐波电流还使整流负载交流输入端功率因数下降,其结果是发电、配电及变电设备的利用率降低,功耗加大,效率降低。为了减小电源电流中的谐波电流,提高功率因数,传统上采用两类技术措施:附加无源滤波器,无源L C滤波器具有简单、成本低、可靠性高、电磁干扰E M I小的优点。缺点是体积、重量大,难以得到高功率因数;附加有源功率因数校正器或采用高频PWM整流。应用电流反馈控制技术,使输入端电流i s波形跟踪交流输入正弦电压波形,可以使i s接近正弦并与V s同相。从而有效地减小输入端总电流谐波畸变率T H D i,提高输入功率因数。这个方案中通常都应用有

6、源器件和模拟PFC校正集成电路,是一种含有源功率因数校正环节的单相整流,我们称为模拟有源功率因数校正(analog ac2国家自然科学基金资助(50237020tive pow er facto r co rrecti on ,AA PFC 。这种整流器电路可得较高的功率因数,但是模拟控制的PFC 系统的缺点是不便于与其他控制系统进行协调控制。本文研究一种基于数字信号处理器(D SP 的双BOO ST 2A PFC 有源功率因数校正系统,控制系统采用数字信号处理器TM S 320F 240。实验结果证明,该系统输入电流的T H D 小;可在较宽的输入电压范围(如A C 130276V 下工作,

7、且具有很高的工作稳定性,已经成功地应用于高频并联U PS 电源系统。2工作原理 本文研究的基于数字信号处理器的双BOO ST 2A PFC 有源功率因数校正系统如图1所示。由VD 1,L 1,VD 2,C 1,V T 1等构成市电正半波A PFC 电路,输出电压为U 01,由VD 3,VD 4,VD 5,V T 2,L 2,C 2,VD 6等构成市电负半波A PFC 电路,输出电压为U 02。检测电路完成将市电的相位信息、PFC 电感电流、输出直流母线电压等送入控制系统。 图1双BOO ST 2A PFC 系统框图A PFC 电路在控制上采用电压电流双闭环控制方式。电流环的基本控制方法有3种,

8、即电流峰值控制,电流滞环控制,以及平均电流控制。考虑T H D 、控制电路及稳压性能等几个方面的要求,本设计中电流环采用滞环控制方式,而电压环则采用P I 控制,控制系统如图2所示。 图2控制系统结构框图2.1电感电流控制策略A PFC 电路的实质是一个电流控制的电压源,内环电流环是实现有源功率因数校正(A PFC 的关键,其基本控制策略是以交流输入电压的相位作为BOO ST 电感电流的相位基准,且根据要求的直流母线电压的大小给定一个幅值可变的参考正弦电流给定信号与检测到的BOO ST 电感中的实际电流相比较,若实际电流大于给定值,则使开关管关断,使电感电流减小,反之则使开关管导通,使电感电流

9、增大。通过调节功率开关管V T 1(V T 2的占空比迫使输入电流跟踪输入电压呈正弦波形。滞环控制由于电流反馈的存在加快了动态响应,设计合理的滞环控制可以有效地抑制系统的参数变化及环内负载扰动的影响,具有较强的鲁棒性,且可以保护功率开关器件。电流滞环跟踪控制示意图如图3所示。图3电流滞环跟踪控制示意图电流给定为电压外环的输出与参考正弦基准的乘积,其结果是一个与市电同相的正弦波形。电感电流实际值i L 与它的给定值i 3相比较,当i L 上升到i L +H (H 为环宽时,开关管V T 1,V T 2关断以使BOO ST 电感电流i L 减小;当i L 下降到i L -H时,V T 1,V T

10、2导通,从而使i L 增大。如此反复,i L 将围绕i ref 上下跳动,呈锯齿波状变化,从而达到电感电流i L 跟踪给定正弦电流i r 的目的。开关管导通期间i L +=V inLT on =H (1开关管关断期间i L -=V o -V inL T off =H (2所以开关管的开关周期T =T on +T off =H LV oV in (V o -V in (3式(3说明滞环控制的开关频率与环宽H 、电感L 、输入电压和输出电压有关。由于输入市电电压为正弦量,所以滞环控制时,开关管的开关频率是变化的,为了改善开关特性,采用带输出反馈滤波的改进型滞环控制器。2.2数字化电压环控制策略直流

11、母线电压环控制及对输入市电锁相是基于TM S 320F 240实现的。在D SP 内部采用数字控制方法实现对输入市电的锁相,数字锁相环采用P I 控制,在D SP 内部生成与市电同步的采用SPWM 方式产生的正弦基准作为BOO ST 电感电流的波形基准,在设计电压外环控制器时,设输入电流完全跟踪给定,当有市电时,PFC 电路的输入为交流,输入交流电流的频率和相位与输入交流电压相同。输入电流的幅值受直流母线电压及输出负载的控制。从图1中可以看出,电压环采用无静差的P I 控制。对母线电压采样并进行A D 转换,采用数字P I 调节器,控制器的输出与从正弦表中读出的值相乘,给D SP 的比较寄存器

12、动态地赋予一个新的比较值,该比较值将在下一个开关周期改变PWM 波形的占空比。从D SP 的事件管理器PWM 端口输出的SPWM 波的基波分量是与市电同相的正弦波,基波的幅度受P I 调节器的输出控制。该SPWM 波经模拟二阶有源滤波器滤波后,滤掉高次谐波(SPWM 波的载波为20kH z ,得到的基准电流加到电流滞环比较器的同相输入端,BOO ST 电感电流由电流霍尔传感器来检测,所检测的电流经运放放大,滤波、精密整流等处理后加到滞环电流控制器反相输入端,滞环比较器的输出端输出的PWM波控制BOO ST 电路的功率开关器件,从而实现直流母线电压的稳压与整流电流与市电交流同频同相的控制要求。上

13、述控制过程的示意图如图4所示。 图4电流滞环跟踪控制框图3A PFC 电路参数设计3.1滤波电容的选择BOO ST 电路达到稳态后,其输出电压稳定在U o 。当BOO ST 2A PFC 带有后级负载时,为了使直流母线电压有一定的稳定范围,A PFC 的输出滤波电容应该有合适的值。在一定的负载电流和允许的输出直流母线电压脉动要求下,假设在市电周期T d 期间,输出母线电压从U o 跌落到U om in ,输出功率为P o ,滤波电容为C o ,则有12C o (V 2o -V 2om in P o T d (4由式(4可以根据功率要求、纹波电压要求来选择计算所需滤波电容的数值。3.2储能电感的

14、选择A PFC 电路中电感工作于电流连续状态,由于电流环采用滞环控制方式,设电感的最大峰值电流为I Lp ,最大平均电流为I Lm ,纹波电流为i L ,整流后的平均电压为U i 。一般选择电感时要求其峰值电流I Lp =I Lm +i L 不大于最大直流电流的20%。根据上述要求,则开关管导通期间L =U i D T 1.2I Lm (5U o =U i 1-D(6BOO ST 电路中输出电压与占空比D 关系可用式(6表示。根据功率守恒,有U o I o =U i I Lm 。由式(5、式(6可得L =U 2i (U o -U i 1.2f U 2o I o(7因此,当给定输出电压U o ,

15、输出电流I o ,输入电压U i 和开关频率f 等指标后,可求出储能电感值。4控制系统设计在A PFC 系统中,采用电流滞环控制的电流内环的开关频率一般在15kH z 以上,内环控制器的闭环带宽远大于外环的带宽。在进行电压外环控制器的设计时,将电流内环等效为一个比例加一阶惯性的环节,传递函数为G I (s 。考虑到输出滤波器对低频信号的延迟,即数字控制P I 算法每个周期(0.02s 才执行一次,因此数字P I 控制器的采样频率可以被认为是0.02s 。这样,在采样周期T 1=0.02s 时,采样保持过程导致的时间延迟可以近似为HSH(s =11+T 1s 2=11+0.01s(8经过简化以后

16、的直流母线电压控制外环的频域闭环结构如图5所示。采用数字再设计法来设计数字P I 调节器。取K vf =0.019,系统P I 调节器K p =1.2,K i =25。则系统开环BOD E 图如图6所示。其开环截止频率约40rad s ,相角裕度将近70°。 图5电压外环的闭环控制系统框图 图6电压控制外环的BOD E 图5实验研究采用上述的双BOO ST 2A PFC 系统的控制策略及优化的控制参数K p ,K i 组成了实际的控制系统,并将其应用于5kVA 高频模块化U PS 电源系统中,模块化U PS 的技术参数为:输入电压范围A C 130276V ;输入频率范围4654H

17、z ;输出功率5kVA ;直流母线电压DC ±394V 。图7图9是实际的双BOO ST 2A PFC 系统带DC A C 逆变器工作时记录的实验波形。图7为逆变器负载3.6k W 时,市电交流输入电压及输入电流波形,实际测试的输入功率因数为co s =0.987,输入电流谐波T H D i =8.32%;图8为突加3.6k W 负载时的直流母线电压波形;图9为突卸3.2k W 负载时的直流母线电压波形。由图8及图9的实验波形可以看出,在突加负载及突卸负载时,BOO ST 2A PFC 的输出直流母线电压的波动比较小,突加负载时的恢复时间大约为70m s ,具有比较好的动态响应性能。

18、图9所示的突卸负载时的直流母线电压的恢复时间较长是由 图7负载3.6k W 时,市电电压及电流波形图8为突加3.6k W负载时的直流母线电压波形图9为突卸3.2k W 负载时的直流母线电压波形于突卸负载以后,BOO ST 滤波电容上的储能没有泄放回路产生的。6结论采用本文研究的基于数字信号处理器(D SP 的双BOO ST 2A PFC 有源功率因数控制系统,可以有效的对输入交流电流的波形进行控制、较好地改善了输入功率因数、直流母线电压在冲击负载作用下稳定性很好。实验结果证明,该系统输入电流的T H D 小,可在较宽的输入电压范围下工作,且具有很高的工作稳定性,已经成功地应用于高频并联U PS 电源系统,该控制策略有较大的实用价值。参考文献1Byungcho C .M odeling and Sm all 2signal A nalysis of