全桥移相软开关功率变换器的研究

1、西南交通大学硕士学位论文全桥移相软开关功率变换器的研究姓名:笪贤进申请学位级别:硕士专业:电工理论与新技术指导教师:林国斌20030501西南交通大学硬0:研究生学位论文摘要高频软|丌关技术是电力电子学的一个重要的磺究方向,是实现功率变换装置小型化,模块化的基础。随着现代通讯技术的飞速发展,对通讯用电源提出了更高的要求。DC/DC全桥变换器广泛应用于中大功率场合,因此研究其软开关技术其有十分重要的意义。本文首先分析了基本的全桥移相ZVS DC/DC变换器的工作原理,为解决滞后桥臂不易实现零电压开关(ZVS的情况,讨论了另外三种全桥移相ZVS DC/DC变换器的电路拓扑,重点分析并解决了四个方面

2、的问题:如何扩大ZVS的负载范围;减小变压器原边环流,降低变换器系统通态损耗;减少变压器次边有效占空比丢失;消除输出整流二极管的寄生振荡。针对全桥移相控制ZVS DC/DC变换器特有的电路性能以及变换器的动态特性,并结合移相控制的特点建立了全桥移相ZVS DC/DC变换器电路的小信号模型。为变换器控制电路的优化设计提供了理论依据。最后,构造了一个改进的全桥移相ZVS DC/DC变换器拓扑,在此基础上研制了50v/10A通讯用全桥移相开关电源,该电源借助于辅助换流电感,在空载到额定负载范围内均可实现ZVS。根据全桥移相ZVS DC/DC变换器电路的小信号模型,对其控制电路作出了优化设计,并采用移

3、相控制芯片UC3875设计了相应的控制电路。关键词:ZVS:直直变换器;全桥移相:脉宽调制西南交通大学硕士研究生学位论文笫J页ABSTRACTHigh frequency softswitching conversion is an important subject of Power eleCt roniCS.It iS a powerful approach Of minimization of Sjze and weight for power supplies.And the quick development of modern communication technology re

4、quires such more excellent power supplies as higher efficiency、more small volume and more light weight.DC/DC fulI.bridge COnverters iS wide JY used under the situatiOn which needS middle and high power supplies,SO the investigation into its softswitching technologies is very significant.Firstly,the

5、basic theory of full-bridge phaseshift ZVS PWM converters are expatiated and another three kinds of circuits of full一bridge phase-shift ZVS PWM converters are discussed.There are four kinds of problems which are emphasized:how to expand the ZVS range;how to reduce the circulation in the primary Side

6、 of the transformer in order to minimize the on state losses;how to decrease the10SS of effective duty circle and how to eliminate the parasitic oscillation of the output recti fiers.Secondly,the specific circuit effects in the phaseshift PWM converter and their impact on the converter dynamics are

7、analyzed.The smallsignal model is derived incorporating the effects of phaseshift contr01.The design of control stage of the converter are optimized based on the sma儿.signal model theoretically.In the end we have made a50v/1OA full-bridge PWM DC,DC converters based on an improved circuit topology of

8、 full bridge phase shift ZVS PWM converter.It can achieve ZVS from no load to full load in virtue of an assistant commutation jnductor.By virtue of the smallsignal model the control stage is optimized and the integrated circuit UC3875iS used to complete the controI stage.KeywordS:SOftFull SWi tching

9、 techn0109y:DCDe ConyerterS Bridge ShiftPhase:PWM第1章绪论功率变换器是应用电力电子器件将一种电能转变为另一种或多种形式电能的装置。按转换电能的种类可分为四种类型:即:交流一直流变换ACDC(整流、直流一交流变换DCAC(逆变、直流一直流变换DCDC(斩波、交流.交流变换AC.AC(交交变频。全桥移相软开关则属于直流变换器的种。1.1硬开关功率变换电路及其局限性60年代开始得到发展并应用的DCDC PWM(脉宽调制功率变换技术使直流变换器的设计出现了很大的变化,对常用的线性调节电源(本质上为一可控电阻提出了挑战。它去掉了庞大笨重的工频变压器,提高

10、了电源的功率密度(单位体积所能得到的最大功率减小了装置的体积重量,提高了变换器的整体效率。随着功率半导体元器件的发展,它可以工作于越来越高的开关频率,因而具有越来越小的体积、重量和越来越高的功率密度。在70年代,其工作频率已从最初60年代几kHz上升到20kHz,并在当时被称作20kHz革命。近些年来,随着笔记本电脑、通讯设备和微小型电器设备的发展,要求DCDC PWM 变换器具有更小的体积、重量和更高的功率密度,这就要求DC.DC PWM变换器具有更高的开关频率,例如几MHz或几十MHz。然而,对于常规的DC.DC PWM变换器,进一步提高开关频率会面临许多实际的问题。在常规的DC.DC P

11、WM变换器中,功率开关管在电压不为零时导通,在电流不为零时关断,处于强迫开关过程,这种开关过程又称为硬开关(hard switching过程。在硬开关下工作的DCDC PWM变换器,随着开关频率的上升,一方面开关管的开关损耗会成正比地上升,使电路的效率大大降低;另一方面,会产生严重的电磁干扰(EMI噪声。1.2软开关功率变换电路的特点及其发展为了克服前述DC.DC PWM变换器在硬开关状态下工作的诸多问题,80年代以来软开关技术得到了深入广泛的研究并在近些年得到了迅速发展。所谓软开关是指零电压开关ZVS(zero voltage switching和零电流开关ZCS(zero current

12、switching。对于硬开关和软开关,一般的理解是:硬开关过程是通过突变的开关过程中断功率流完成能量的变换过程;而软开关过程是通过电感三和电容c的谐振,使开关器件中电流或(两端电压按正弦或准正弦规律变化,当电流自然过零时,使器件关断,当电压下降到零时,使器件开通。开关器件在零电压或零电流条件下完成导通与关断的过程,将使器件的开关损耗在理论上为零。在DC.DC变换器设计中较早提出的软开关变换器是准谐振变换器(QRCs,因电路工作在谐振的时间只占一个开关周期的一部分,故称为准谐振。准谐振变换器通过谐振使开关器件上的电流或电压按准正弦规律变化,从而创造出零电流或零电压开关的条件,极大地减少了变换器

13、的开关损耗和开关噪声。由于准谐振变换器不能使电路中的有源开关和二极管同时具有软开关条件,因此之后又提出了多谐振变换器(MRCs。在多谐振变换器中,由于电路中谐振拓扑和参数不止一个,故称为多谐振。在准谐振和多谐振变换器中,由于输出电压的调节是通过调节开关频率来实现的,当负载和输入电压在大范围内变化时,开关频率也需要大范围的变化,这使得变压器及滤波器的设计变得很困难。为此,又提出了ZVS-PWM变换器和ZCSPWM变换器。这种类型的变换器,将准谐振变换器与常规的PWM变换器相结合,通过附加的辅助有源开关阻断谐振过程,使电路在一周期内,一部分时间按ZCS或ZVS准谐振方式运行,另一部分时间按PWM方

14、式运行,既有软开关的特点,又有PWM恒频占空比调节的特点。在ZVS.PWM变换器和ZCS.PWM变换器中,谐振电感串联在主功率回路中,因此电路中总是存在着很大的环流能量,这不可避免地增加了电路的导通损耗:另外,电感储能与输入电压和输出负载有很大关系,这使得电路的软开关条件极大地依赖于输入电源和输出负载的变化。为了解决这些问题,零电压转换(zVTPWM变换器和零电流转换(zcTPWM变换器被提出。在这种类型的电路中,辅助谐振电路与主功率开关管相并联,电路中环流能量被自动地保持在较小的数值,且软开关条件与输入电压和输出负载的变化无关。上述各种软开关变换技术在实际的DCDC PWM变换器的设计上正在

15、获得越来越广泛的应用,比较典型的有:零电压开关或零电流开关的正激、反激或正反激组合式变换电路,全桥移相式ZVS变换器,全桥移相式ZCS变换器,全桥移相式ZVZCS变换器等,所有这些应用表现了软开关技术在DC.DC PWM变换器中良好的应用前景。西南交通大学砸二ijf究生学位论文第3页全桥软开关是目前国内外DC.DC变换电路中最常用的电路拓扑形式之一,在中大功率应用场合更是首选拓扑。这主要是考虑它具有功率开关器件电压、电流定额值较小,功率变压器利用率较高等明显优点。基本的全桥变换电路根据供电方式的不同(输入端所连储能元件的不同可分为电压源型和电流源型两类。其中电压型DC.DC全桥变换电路是由基本

16、的Buck变换电路演变而来,因此也称为全桥Buck变换器,在实际中得到较广泛的应用。其基本电路原理图可参考本文第二章的基本全桥变换器拓扑。电压型全桥变换电路大多在PWM方式下工作,当然.它也可以以谐振方式:作,如:串联谐振方式(SRC和并联谐振方式(PRC,但与前述准谐振变换器与多谐振变换器样,这时输出电压的调节需要采用频率调制的方式,因此当输入电压或负载在很大范围内变化时,要求开关频率有很大的变化范围,这使得电路中的磁性元件以及滤波器的优化设计很难实现。为了在变压器副边得到占空比D可调的正负半周对称的交流方波电压,可以有多种控制方式,目前最常用的为两种方式:一种为常规的脉宽调制(PWM控制方

17、式,某些文献也称为双极性控制方式,是过去全桥边换电路最基本的工作方式,在这种控制方式中,功率变换是通过中断功率流和控制占空比实现的,工作频率恒定,但是其控制和驱动的稳定性不强,开关频率也受到限制,并不适用于感性负载。另一种为移相PS(phaseshiftPWM控制方式,是近年来在全桥变换电路拓扑中广泛应用的一种软开关控制方式。这种控制方式实际上是谐振变换技术与常规PWM变换技术的结合,它利用功率开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件,利用高频变压器漏感储能对功率开关管两端输出电容的充放电使得开关管两端的电压下降为零,能够有效地降低电路的开关损耗和开关噪声,减少了器件开关过程的电磁干扰,

18、为变换器装置提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时具有电路拓扑结构简洁、控制方式简单等特点。以上控制方式都能够很方便地找到相应的集成电路控制芯片。1。3本文的主要工作l、详细研究了基本的全桥移相ZVS PWM变换器的工作原理,重点分析并解决西南交通大学硕士研究生学位论文第4页了四个方面的问题:如何扩大ZVS的负载范围;减小变压器原边环流,降低系统通态损耗;减少次边有效占空比丢失:消除输出整流二极管的寄生振荡。2、针对全桥移相ZVS PWM变换器特有的电路性能以及变换器的动态特性,再结合移相控制的特点建立了全桥移相ZVS PWM变换器电路的小信号模型。3、基于一个改进的全桥

19、移相变换器拓扑,实现了50V/10A通讯用开关电源的研制,采用UC3875构造了该电源的移相控制电路,并利用全桥移相ZVS PWM 变换器电路的小信号模型对其控制电路的反馈环节进行了优化设计。一一堕堕茎塑查堂堕:!型壅生兰篁堕兰笙!鉴第2章全桥ZVS PWM变换器的基本原理2.1简介本章讨论了四种全桥移相DC/DC变换器的ZVS(零电压开关实现方式。指出了每一种方式的优点和缺点,并对每一种方式的关键特征作了对比: l、基本移相全桥PWM变换器,利用变压器的漏感来实现ZVS。其主要缺点是滞后桥臂在轻载下将失去零电压开关功能;原边有较大环流,增加了系统的通态损耗。2、用饱和电感来替代线性电感,电感

20、仅仅存贮变换器为了实现ZVS所必需的能量。占空比丢失以及副边整流器里的斌幅振荡均得以抑制,变换器效率应而得以提高。3、利用功率变换器里的励磁能量来替代漏感当中能量实现ZVS¨1。从而变压器的漏感、占空比丢失可减少便可以忽略不计,整流器的寄生振荡也大幅下降,而且ZVS的范围还能扩展至空载条件下。4、借助于两个饱和电抗器作为次边的两个辅助开关口3,则可以直接利用输出滤波电感当中的能量来实现ZVS。2.2工作原理与常规的PWM变换器相比,全桥移相式ZVS PWM变换器具有很明显的优势,其主要特点是利用变压器漏感及开关管结电容谐振,在不增加额外元器件的情况下,通过移相控制方式,使功率开关管实

21、现了零电压导通与关断,减小了开关损耗;保持了恒频控制。其主要缺点是:滞后桥臂开关管在轻载下将失去零电压开关功能;次边存在较大的占空比丢失,输出整流二极管为硬开关,开关损耗大。实现全桥移相PWM变换器超前桥臂的零电压开关,利用的是感应到原边的负载电流,因而很容易实现超前桥臂的ZVS。因此,本章的重点将放在如何实现滞后桥臂的Z、,S。为了讨论的方便,先作如下定义:%:输入电压N:变压器变比厶。:变压器漏感上。:变压器励磁电感西南交通大学硕士研究生学位论文笫6负上.:谐振电感.三,n.饱和电感的未饱和电感值,:输出滤波电感c:输入电压下的MOSFET的漏一源电容,n:额定负载电流,:实现ZVS所需的

22、临界输出电感电流D:占空比丢失r.:超前桥臂的死区延时f,:滞后桥臂的死区延时疋:开关周期2.2.1基本的全桥ZVS PWM变换器图21所示为基本的全桥移相零电压PWM(FBPS.ZVSPwM变换器的电路图及其理论波形。sl和s3为超前桥臂开关,s2和s4为滞后桥臂开关,DI、D2、D3和D4为MOSFET开关的体二极管,k为变压器漏感,三,是为确保在一定的最小负载范围内能实现ZVS而接入的电感。如图(b所示,S2、S4在t3时刻换流。在t3之前,D3和S2导通,维持感应到原边的负载电流。在t3时刻,s2关断,使得,k与S2和s4的输出电容发生谐振。只要存贮在,上。当(a变换器主电路西南交通大

23、学硕士研究生学位论文第7页I占空比丢失(b理想波形图2.1基本全桥变换器中的能量足够,s4的输出电容将在ta时刻释放完所有的电荷,迫使D。导通。从而S4可以被零电压开通。在S2导通之前也有同样的过程(这里略去。为确保开关实现ZVS,L,必须满足下述等式旺1:圭心(针巩=4。Co,V:(21这种电路拓扑利用变压器漏感为原边开关提供ZVS条件,不需要附加有源器件。而且,谐振电感三,的引入也降低了次边整流器中的反向恢复电流峰值。变换器工作频率也比传统的PWM硬开关有大幅提高。然而,当S2关断后,原边电流幅值小于输出电感电流的幅值,导致It3,t5时间段内,次边两个整流二极管D5,D6同时导通,从而将

24、副边绕组短路。It3,t5时段便是副边有效占空比的丢失。为了得到同样的输出电压,必须降低变压器的变比。这将增加原边的开通损耗和副边整流器件的电压应力。另外,由于变压器漏感和谐振电感当中贮能的增加,副边整流器件的减幅振荡将大大加强。这种减幅振荡的阻尼同时加重了电路的功率损耗。2.2.2使用饱和电感来降低占空比丢失为了改进上述电路滞后桥臂开关管的换流情况,采用一个饱和电感作为谐振电感,这样就可以在设计变压器时大幅度削减其漏感”3,该电路拓扑图和理想的波形图示于图2.2。理想的饱和电感在其电流大于零界值,。时,其电感值归西南交通大学硕士研究生学位论文甭8负零。当t3时刻S2关断以后,原边电流很快便下

25、降到,。,饱和电感开始与S2和S4的输出电容发生谐振。在理想情况下(即,。,=,。/N,当t4时刻S4的输出电容被放电完毕时,原边电流恰好过零点。从而S。可以实现零电压开通。原边电流继续下降到t5时刻达到临界值,。,。在t5时刻,由于变压器漏感很小原边电流几乎在瞬间上升到感应至原边的负载电流。S3和S4导通,从此开始另半个周期的工作。为了确保滞后桥臂开关实现ZVS,L,。应该满足下式要求:;(Lro+k(肯I2z圭三,。艺,2;气瑶(2.2(a变换器主电路I占空比丢失I减少的占空比丢失(b理想波形图2.2使用饱和谐振电感的全桥变换器图2.2还对采用线性电感和采用饱和电感两种情况下的原边电流作了

26、比较。可以看出,采用饱和电感时,电路的占空比丢失有明显减小。因此,采用饱和电感可以大大提高变换器效率,扩展变换器的ZVS范围。然而,由于高频下饱和电感在正的饱和磁通和负的饱和磁通之间高速切换,这样原边饱和磁芯的发热将是一个严重的问题,直接影响到变换器的效率。一个有效的解决方法就是给两个次级整流二极管各串联一个饱和电感,并增加一个续流二极管。2.23利用变压器励磁电感实现额定负载范围zvs(a变换器主电路4占空比丢失(b理想波形图2.3使用励磁电感的全桥变换器图2.3所示为利用变压器励磁电感的变换器电路图及其理想波形,采用两个饱和电抗器作为辅助开关来利用励磁电流。若没有这两个饱和电抗器,只有当原

27、边励磁电流大于感应到原边的负载电流时,它才能对MOSFET的输出电容进行充放咆。但是,若要把原边励磁电流提高到这种程度,它将大幅增加原边的开通损耗。一旦有了这两个饱和电抗器,在额定负载下,原边电流不必大于感应到原边的额定负载电流也能实现ZVS。由于这两个励磁开关之间有一个死区时问,从而必需加一个续流二极管。t3时刻以前,原边电流通过S2和D3续流,负载电流则流过D5和S5。当s2在t3时刻关断,基于变压器原边极小的漏感,原边电流迅速下降。此时次边流过D5和s5的电流也开始下降,从面续流二极管开始导通。当原边电流下降到励磁电流时,流过D5和S5的电流变为零,即s,关断。因为s5和s6均关断,所以

28、L。能够与s2和s4的输出电容发生谐振。在t4时刻s4上的压降变为零,强迫D。导通。从而S。可以实现零电压开通。在S2被开通以前也有同样的过程。t4以后,由于变压器原边漏感k很小,因此原边电流可以快速下降到感应至原边的反向负载电流。从而占空比丢失也很少。饱和电感可采用铁氧体磁芯,因而可由电路本身自动复位。该电路的主要优点在于它可以实现空载下的ZVS。而且,由于极小的变压器漏感以及饱和电抗器的阻尼性质,次级的寄生振荡也大幅下降。该电路潜在的缺点是由于我们有意增大的励磁能量环流在原边,导致了较大的导通损耗。2.2.4利用输出电感的能量实现宽负载范围zVS上面的方案介绍了利用储存在励磁电感当中的能量

29、来实现ZVS,除此之外,还可以利用存贮在输出滤波电感当中的能量来实现ZVS。图2.4就是这种电路拓扑及其工作波形图。t3时刻以前,在原边由S2和D3续流,次边则是D5和S,导通,流过负载电流。在t3时刻,滞后桥臂的开关管S2关断。由于S6的阻断,输出电感电流被迫流过D5和S5。该电流感应到变压器原边,对S2和s。的输出电容进行充放电。在t3和t4之间的某一时刻,开关S4两端的电压降到零,迫使D4导通。从而s4可以实现零电压开通。t4时刻以后,S6导通。由于k很小,所以负载电流从s5,D5支路到s6,D6支路的换流可以几乎瞬间完成,同时强迫原边电流立即下降到反向负载电流感应至原边的反向电流值。t

30、5时刻, s;关断,开始另一个半周的工作。西南突通大学硕士:fJf究生学位论文由于该拓扑里,s5和S6有一段重叠导通时间,因此不需要续流二极管。该电路的次级寄生振荡可以忽略。因而也就不需要设置次级缓冲吸收电路。在t3,t4时段内,变压器原边绕组的电压反向,导致次边巧为负值。因此引起了占空比丢失,不过与基本FBZVSPWM变换器相比较而言,其总的占空比丢失仍然是很少的。另外,由于存贮在输出滤波电感当中的能量足够,因而滞后桥臂开关管的ZVS实现起来很容易,ZVS的范围可以被扩展到很小的负载情形。s,喜”士半“I士4士=I一叫J L1J J J I J8b f J f 二:_rrrj一广r1=_J

31、J J LLf f 4f l s。士。生牟1与l串2士半LL一_LLIL卜L_u i j g寻Lb一。几。.i;%l与I立一。丰L一一1ff J J一40、H一一lLj (a变换器主电路(a理想波形图2.4利用输出滤波电感的全桥变换器2.3四种方法的特点比较上述讨论的四种ZVS方式各自均有各自的优缺点。由于ZVS范围,死区西南变通大学颤:L研究生学位论文第12贝时间,占空比丢失是设计全桥变换器时要重点考虑的几个指标,本节将进一步洋细讨论。另外,由于环流能量及次级寄生振荡与电路性能密切相关,这里也将对此作进一步对比分析。为了分析方便,下面的分析假定所有四种拓扑采用相同的开关管、整流器件、输出滤波

32、电容,以及相同的最大占空比。2.3.1死区时间为了实现原边开关的ZVS,同一桥臂的两个开关管的开通和关断之间必需设置死区延时,如图I所示的t J,t2时段和t3,“时段即为死区时间。这两个死区时间降低了变换器可能具备的最大有效占空比。在上述已经介绍的四种ZVS方式里,超前桥臂的开关管导通之前,其输出电容的能量均被线性释放(通过感应到原边的负载电流和励磁电流,由于在上面的第一、二、四这三种方式里,励磁电流可以忽略,因而这三种方式的死区延时可由公式(2.3”。确定:"!刍!生。!丝箜!监(2.3I I,+I。I。式中1e是输出滤波电感的电流峰值,若输出电感的电流滤波不是很大则,。近似等于

33、,:。对第三种方式而言,若要在整个负载范围实现zVS,则,在空载下完全负责实现ZVS,因而第三种方式的死区时间由下式决定:f.:4NCosy,.(2.4滞后桥臂的死区时间则有所不同。对第一、=两种方式而言,滞后桥臂的开关管输出电容是以谐振的形式放电的。死区时间可以近似认为是谐振周期的!7.4r:=2店LrCoss cz.s,应用公式(1,(5可写成f2=了479半(2.6两南交通入学段士研究生掌值论文絷I,负对于第三种方式,由于其利用了励磁电感.输出电容几乎是以恒定电流放电,因而滞后桥臂死区时问可由下式来估计:f,:4NCo,Y,<2.7f,=0Z.<j。,同样,对于第四利,方式,

34、滞后桥臂死区时间可由下式决定:Z"2:掣(2.8=竺竺LZ.8j:,;虽然第三种方式的死区时间和ZVS范围无关,但是由于考虑到原边的导通损耗,。不可能太大.从而其死区时阀并不会太小。另9、-9方式的死区时间均与Izvs成反比。当要求ZVS范围较大时,死区时间必将引起较大的占空比丢失,这一点是我们设计时必需要注意的问题。2.3.2占空比丢失FB.ZVSPWM变换器的副边有效占空比相对原边占空比而言有所减少.对于基本的全桥变换器,为了在较宽的负载范围内实现ZVS,换流时间tl,2】和c3,t4】较长,另外,由于重载下需要较大的谐振电感(因为大负载将导致输出电流下降,从而导致较长的复位时间

35、阮,t5】,这两方面的原因使得基本全桥变换器的副边有效占空比丢失尤为严重。假定输出滤波电感电流的脉动可以忽略,而且Izvs远比负载电流Io小,则占空比丢失可由下式表示:凹兰蒜+三:!坠!匕生</23t,:+警*毛。,诅,l。:。对于采用饱和电感作为谐振电感的全桥变换器而言,由于饱和谐振电感在箕电流超过临界值j。时.电感值会突降为零,所以重裁下的复位时间与轻载下的复位时间相同。假设t。=,。/N,则占空比丢失可由下式表示:衄兰旒+务:篙芋+鬻*毒陇可见采用饱和谐振电感以后-变换器的占空比丢失仅仅与,。成反比,而西南交通大学硕上研究生学位论文笫14页不是与。成反比,故这种变换器与基本全桥变换

36、器比较起来,其占空比丢失大大减少。对于第三种方式丽言,它是利用变压器励磁电感来实现ZVS,出于在这种方式下的变压器漏感k很小,因而其复位时间所引起的占空比丢失就很少。因此在这种方式下占空比丢失主要是由滞后桥臂开关管的死区时间所引起的,并【_i_f下式表示:D兰熹一8NCo,.V,.士(2.11T。2T。I。l。同样,对第四种方式而言,由漏感所引起的占空比丢失可以忽略,占空比丢失主要是由滞后桥臂开关管的死区时间所引起的。然而。在滞后桥臂的一对开关管换流的过渡时间里,次级整流电压p反向,从而引起附加的占空比丢失。在重载下(这是最不利的情况,这种方式的占空比丢失可由下式来估计:D兰三三L:16NCo

37、,.V,.oc上(2.12L/2Tsl:.;I:v:可以看出,基本全桥变换器的占空比丢失与ZVS的范围紧密相关,而第二种方式和第四方式的占空比丢失则与ZVS范围的关系不大,这意昧着在较宽的ZVS范围下,第二种方式和第四种方式可以拥有较高的变压器变比以及较低的原边导通损耗。另外,第三种方式的占空比丢失贝fj与ZVS的范围无关,在,。足够大的情况下,其占空比丢失将会很小。2.3.3ZVS范围如前所述,在相同的ZVS范围条件下,不同的全桥变换器将有不同的占空比丢失。在较宽的ZVS范围条件下,基本全桥变换器的占空比丢失将会很大,并且导致较大的原边导通损耗,因此,基本全桥变换器很难在较宽的ZVS范围条件

38、下应用。相反,第二种和第四种方式变换器的占空比丢失要小很多。因此,这两种全桥变换器的ZVS范围可以得到扩展,且不带来过大的原边导通损耗。第三种方式变换器是唯一的可以在空载下实现ZVS的全桥变换器,为了把原边的导通损耗将到最低,在设计变换器电路时,必须在占空比丢失和励磁电流之间取得满意的折中方寨。西南交通大学硕士研究生学位论文第J5页2.3.4环流能量参考图2.1所示波形,不难发现S3关断以后,储存在漏感和谐振电感中的能鸯将反馈回电源。由于这时的能量并不参与功率变换,因而被认为是环流能量。虽然环流能量有利于实现软开关,但是它也增加了原边的导通损耗。另外,如前述所论,在图2.I当中的3,t5时段,

39、环流能量反馈回电源且引起占空比丢失。B(a线性电感(b饱和电感圈2.5储存能量对于第一种方式的基本全桥变换器而言,其线性谐振电感存储有足够能量以供实现ZVS。如图2.5(a所示,瓦,。表示实现ZVS所需的最小能量。因此基本变换器的环流能量可由下式来估计:厂,、2E兰E。=E。n|争l(2.13LJ跚/另外,理想饱和电感在饱和以后就不再存储更多能量。如图2.5(b所示。因此第二种方式变换器的环流能量如下:(2.14E。兰Emm第三种方式当中的励磁电感的能量被有意增强,这些能量仅仅流过变压器原边绕组,对功率变换毫无贡献。因此第三种方式的全桥变换器的环流能量可由下式表示:1%兰妄上。E>>

40、;E。f。(2.15第四种方式的全桥变换器在重载下,其滞后桥臂的开关管s4在其输出电容快速谐振放电至零后,84并不立即开通,因此饱和电抗器S6在D4被迫开通西南交通入学硕士研究生学位论文第16贝后仍然呈阻断状态。从而导致输出电感的能量继续馈送回电源。故这种变换器的环流能量可由下示估计:%冬%专铲警弘E3(1。-汜从上述几个环流能量的公式可以看出,第二种方式的全桥变换器的环流能量最小。考虑到占空比的丢失,滞后桥臂的死区时间不可能太长,因此对于第三种方式的全桥变换器而言,其励磁电流必须被适当提高,从而使得这种方式下的环流能量相对较大。尽管第四种方式的环流能量超过了实现ZVS所需要的能量,但若在较宽

41、的ZVS范围条件下,其仍然比基本全桥变换器的环流能量小很多。2.3.5次级寄生振荡在带隔离变压器的全桥变换器电路中,次级整流二极管的结电容将和变压器漏感或与变压器串联的谐振电感发生谐振。这实质上是一个RLC串联谐振。当该RLC电路的品质因数Q上升时,整流器件两端的电压尖峰也会随之增加。在第种方式的基本全桥变换器电路里使用的是线性谐振电感,因此,其品质因数Q较大,基于此,必需设计一个缓冲器来吸收其次级振荡,当然,这个缓冲器要耗费一定的能量,从而降低了基本全桥变换器的效率。如果RLC电路中电感为非线性电感,则寄生振荡的最大能量就会被饱和电感铁氧体磁芯的饱和水平所限制。因此,第二种方案的次级寄生振荡

42、就会比第一种方案小得多。对于第三种方案和第四种方案,两个饱和电抗器分别与两个整流二极管串联并被用作辅助开关。这些饱和电抗器并不存储任何能量,谐振能量几乎为零。而且,饱和电抗器在断开时呈高阻状态,因此整流器件的反向恢复电流被阻断,因此,这两种方案的变换器的次级振荡几乎被彻底消除。实际应用当中,大多采取这两种方式,不过,有时会结合现实情况,再作出一些改进12.4本章小结本章从如何实现ZVS出发,分析了四种全桥ZVS.PWM变换器,它们互相联系,但是每一种又有各自的优缺点。基本的全桥ZVS.PWM变换器的ZVS 范围有限,另外三种全桥变换器通过减少占空比丢失和次边寄生振荡来提高各自的效率和扩展各自的

43、ZVS范围。西南交通大学硕士研究生学位论文第17页第3章移相控制PWM变换器的小信号分析3.1简介根据移相控制PWM变换器特有的电路性能以及变换器的动态性能,并且考虑到变换器是利用变压器漏感和电力场效应管的结电容的谐振来实现零电压开关,结合移相控制的特点来建立电路的小信号模型。并对移相控制PWM变换器与Buck变换器的动态性能作了详细的对比分析。近几年来,移相控制PWM变换器由于其显著的性能特征而获得广泛应用。零电压开关可以大大提高开关频率,从而提高变换器的效率和功率密度。该电路与传统的PWM Buck变换器的拓扑有相似之处,但是它的小信号特性却与PWM Buck变换器大不相同。这主要是由于变

44、压器的原边存在较大的漏感以及变换器所采取的移相式控制方式。建摸的主要依据有两个方面,一是考虑到变换器的移相控制,二是考虑到变换器利用变压器漏感和电力场效应管的结电容来实现零电压开关。通过修改PWM Buck变换器的小信号模型哺1而得到一种新的移相控制PWM变换器的小信号模型,并将移相控制PWM变换器主电路的传递函数与相对应的PWMBuck 变换器的传递函数作了一个对比,从中可以看出它们有着显著不同。3.2移相控制PWa变换器的工作过程(a电路图西南交通人学硕卜研究生学位论文笫l8页(b波形图图3.1移相控制全桥变换器为了实现零电压开关,逆变桥的两个桥臂采用移相控制。这种工作过程使各个电力场效应

45、管的输出电容均能够谐振放电,紧接着强迫电力场效应管的反并二极管优先导通。由于电路的工作过程已有详细叙述“卯,这里仅强调与小信号模型建立密切相关的一部分工作过程即可。图3.1是变换器拓扑,原边电压乃口,原边电流,波形以及次边电压珞波形。在分析这些波形时,必须指出变压器漏感厶并非是越小越好。实际上变换器能成功实现零电压开关的负载范围随着漏感的增大而增大,然而。较大的漏感决定了当电压施加于变压器原边时,原边电流上升速率的下降(对应于图中t2或t6时刻这种电流斜坡降低了变压器次边电压的有效占空比见,并且严重影响到变换器的动态性能。次级电压的占空比可用下式表示:(3.1Des=DAD其中D是由控制电路决

46、定的原边电压占空比,而AD则是基于原边电流上升沿和下降沿时问所带来的占空比丢失。仔细观察图3.1,可得AD的表达式如下:AD=等粤(3.2鱼生Lm2西南交通犬学坝士研究生学位论文第19负或D=斋(2,一!专生(1一D等(3.3Yin生L zk2其中N为变压器变比,N=N,/。,¨。和圪。分别是输入电压和输出电压,瓦为开关周期,。为输出滤波电感电流,三为输出滤波电感。3.3分析方法对移相控制PWM变换器进行小信号分析的一种基本方法就是所谓的状态空间平均法。由于状态空间平均法需要求解一个三阶系统,该三阶系统由对应于变换器六种工作模态的六组方程所组成,因而是一个非常烦琐的工作。在这里采取的

47、分析方式主要借助于一个非常重要的概念,那就是移相控制PWM变换器本质上是由Buck变换器演变而来的。从对电路工作过程的描述【23】就可以看出,变压器次边电压的有效占空比为以,=见,+以,它不仅依赖于原边电压的占空比d,而且还和输出滤波电感电流i,漏感厶。,输入电压¨。以及开关频率f有关,这可由公式(3看出。因此变换器的小信号传递函数也就与厶,疋,输出滤波电感电流的波动t,输入电压的波动口。以及变压器原边电压占空比的波动d有关。为了对移相控制PwM变换器的动态行为进行准确的模拟,有必要找出三。,Z,五,吆以及d对d盯的影响。若将这些影响与PWM Buck变换器(图3.4的小信号电路模型

48、相结合,即可得到移相控制PWM变换器的小信号模型。3.4移相控制DC/DC变换器的特点分析3.4.1基于输出滤波电感电流变化的占空比调节图3.2说明了基于滤波电感电流变化的占空比调节的情况。当稳态工作(图中实线所示由于滤波电感电流的增大而受到扰动时,设滤波电感电流增量为f,则原边电流将如图中虚线所示,从图中可以看出原边电流上升到滤波电感电流在变压器原边的感应电流值,需要较长于稳态工作时的时间,这将引起次边电压K有效占空比的下降。从图3.2可以看出,基于t的次边电压的附加延时如下:,:2;,LJ.A_k(3.4%西南交通大学硕士研究生学位论文图3.2基于滤波电感电流变化的占空比调节基于血的有效占

49、空比以,的变化记作t:童=一志=一半t(3sd3一i丽2一T23。或者童:一粤毛(3.6仃PIn其中髟=4”2k工,其中负号表示如果滤波电感电流有一个增量,那么次边电压有效占空比吃,将有所降低。这种效果等效于一个电流反馈,它将给系统带来一个附加的阻尼,即使得变换器在低频时有定输出阻抗增加(电流负反馈会增加输出阻抗。同时,应该注意到原边电压的占空比是恒定的。3.4.2基于输入电压变化的占空比调节图3.3说明了基于输入电压变化的占空比调节情况,变换器稳态工作情况如图实线所示,如果输入电压在某时刻有个增量i。,稳态工作将会受到干扰,原边电流(如图中虚线所示上升的斜率将有所增大,因此原边电流将以更快的

50、速度达到输出滤波电感电流在变压器原边的感应电流值。而这必然增加了次边电压坎的占空比。._.j彬.7./!讥.搬:荟7二。二:二。二。:。二i:鼢弋。J K由图3.3t有效占空比d盯的变化,作为输入电压的增量;。的函数可被描述如下:虻”(21t-。iT,ELik一彘(37其中D=(1一D拈n(2IL-等鸣,蘸%s,在小信号的假设前提下,上式变为:(21L-。iTs可L“%(39基于,的有效占空比d酊的变化,记作0,:童=南=(丘一争手半屯扭为了尽可能减小变换器原边的环流所引起的导通损耗,D应当尽可能小吲。正因为如此,上式中含有D的项在连续导电模式下可以被忽略。这样就可以得出如下的0。:或(3.1

51、1(3.12不过当变换器工作在接近断续电流模式时,d。应选取(10式。3.5小信号模型将上述分析引入PWMBuck变换器的小信号平均电路模型,即将PWM Buck变换器小信号模型当中的d用d。,来替换,就可以得到移相控制PWM变换器的小信号模型。de=d+d,+d,(3.13移相控制PWM变换器的模型如图3.3所示。其中d,和d。的作用是由两个受控源来体现的。这是为了强调Z和d。源自电路本身(例如f。和v。的波动所引起而不受控制电路的影响。仔细研究公式(3.5和公式(3.10会发现Buck 变换器的小信号模型其实是移相控制PWM变换器小信号模型的特例。实际上令L,。=O,即可得矗.=d,=O,

52、移相控制PWM变换器模即蜕变为Buck变换器的模型。移相式PWM变换器主电路的传递函数可由其小信号模型并结合公式(3.6和公式(3.10导出。为清晰起见,下面的推导使用式(3.12来代表d。3.6主电路的小信号特征分析图3.4Buck变换器的小信号模型t一.%工。t丁。垃K 畅万警等=.吼西南变通大学坝:l一研究生学位论文图3.5PS-PWM变换器的小信号模型这里给出的主电路的传递函数易于进行Matlab仿真。所有这些传递函数都分别与对应的PWM Buck变换器的传递函数进行对比分析。对Buck变换器除了取。=O外,其他参数均与PS.PWM变换器相同。针对图3.5,为了清晰起见,引入了下述有关

53、定义:输出滤波器传递函数为:风5歹12焘R(3.14输出滤波器的输入阻抗为:z,;生(3.15。l+sRC输出滤波器的输出阻抗为:Zn2茜316仿真所用电路参数值如下(这些参数的详细计算见第四章的参数设计:输入电压¨。=280V输出电压圪。=50V变压器变比K=3变压器漏感厶=52uH开关频率正=100KHz输出滤波电感L,=88uH输出滤波电容C,=470uF西南交通大学硕士研究生学位论文第24页负载电阻R=70Q3.6.1(i0对输出吃G的传递函数叠0对吃G的传递函数如下:G,。去嘱疽乱一i.、.(a幅频特性、(3.17(b相频特性图3.60G对吃G的传递函数图3.6为PWM B

54、uck变换器的传递函数特性曲线(虚线所示和PS-PWM 变换器的传递函数特性曲线(实线所示的对比,这两条曲线在直流增益和谐振峰值之间的差异是显而易见的。3.6.2ci“对滤波电感电流的传递函数d0对滤波电感电流的传递函数如下:”vG.J=毒二竺_(3.18扩瓦u西南交通大学硕士研究生学位论文陋值 n-kP5PM1、一,-,厂,二:.一90相60位31300巴.3060.9口(a幅频特性J一J,/入、(b相频特性图3.70G对滤波电感电流的传递函数图3.7所示为00对滤波电感电流的传递函数的曲线,其中虚线对应于PWM Buck变换器,而实线则对应于移相控制PWM变换器。可以看出,60的情况同G。

55、情况基本相似。3.6.3输出阻抗移相控制PWM变换器主电路的输出阻抗为:/42Zo=乙+青(3.19Z,如图3.8中的虚线为PWM Buck变换器的输出阻抗曲线,实线为移相控制PWM变换器的输出阻抗曲线。由公式(3可知PSPWM变换器的占空比丢失是输出电流的函数,也就是变换器的直流输出电压是直流负载电流的函数。明西南交通大学硕士研究生学位论文确这一点,也就不难明白PSPWM变换器输出阻抗在低频段并不降低的原因。幅值A ¨一一,rj./弋、9060相30位0-30巴60.90(a幅频特性.、i、刊(b相频特性图3.8输出阻抗曲线3.6.4输入阻抗PS.PWM变换器的主电路的输入阻抗为z

56、。:j尝(3.20“一硐u图3.9虚线所示为PwM Buck变换器的输入阻抗曲线,实线所示为PS-PWM变换器的输入阻抗曲线。可见,基于输入电压的波动所引起的变换器占空比的变化仅在高频段才对输入阻抗有影响。两南交通大学硕士研究生学位论文第27页60蝠50值40盆30曼201090相60位30导0巴.3060.90、./t一/、./(a幅频特性,/(b相频特性图3。9输入阻抗曲线3.7本章小结本章建立了一个新的全桥移相ZVS PWM变换器的小信号模型,揭示变换器的动态性能,并且为全桥移相ZVS PWM变换器的控制电路的优化设计提供了理论指导。西南交通大学硕十研究生学位论文第4章50V/10A移相控制通讯用开关电源的研制4.1概述最近几年,随着我国通讯事业的迅猛发展,极大地促进了国内的通讯用开关电源的市场。现代通讯设备的高度集成化的同时也标志着通讯电源的集成化、小型化。传统的可控硅通讯电源由于其体积大、太笨重、动态性能差、效率低,越来越不能适应现代通讯设备对电源的要求。适应时代的需求,高频开关电源应运而生。在高频开关电源领域,功率开关管的开关损耗是最需要关注的一个问题,因为这直接关系到电源的效率和可靠性。硬