开关电源(buck)课设报告(共28页)

1、精选优质文档-倾情为你奉上目 录摘 要本次设计的buck降压电路是基于TL494作为控制核心器件，由于开关管采用的是P沟道的MOSFET开关管，所以驱动要采用低电平驱动的方式，考虑到采用低电平驱动的方式需要在单独使用一路辅助电源，来为开关管的驱动电路供电，在实际中就需要使用两路相互隔离的电源来进行供电，所以在本电路中采用8050和8550三极管作为推挽驱动电路实现驱动电平的转换作用，同时增大了驱动电路的功率，使得的开关管能正常稳定的工作，避免了使用两路独立的电源为电路进行供电；电路中采用电压闭环控制，实现了输出电压的恒定作用；采用模拟PI调节器实现对电路的快速调节作用，使系统稳定工作；TL49

2、4采用RC振荡电路来产生锯齿波来作为驱动信号的载波，控制开关管的开关频率。关键字：开关管 推挽电路 RC振荡电路 开关频率AbstractThe buck step-down circuit design is based on the TL494 as the control device,Since the switch uses a P-channel MOSFET switch,So the drive to adopt low drive way,Considering the way the use of low drive in use requires a separate a

3、uxiliary power all the way,to power the drive circuit switching tubes,In practice, we need to use two isolated power supply to power,So using 8050 and 8550 as a push-pull transistor drive circuits drive level of conversion in this circuit,While increasing the power driver circuit,So that the switch

4、can be normal and stable work,Avoid the use of two separate power supply for the circuit;Circuit voltage closed-loop control,Action to achieve a constant output voltage;PI analog regulator circuit for fast regulation of that system stability;TL494 RC oscillator circuit to generate a sawtooth wave as

5、 the carrier drive signal, control the switching frequency of the switching tube.KeyWord: Switch Push-pull circuit RC oscillation circuit Switching frequency1 方案设计与论证1.1 总体方案的设计与论证方案一：采用低压线性稳压管（LDO）来设计电路。其优点是输出波形稳定，噪音小，所以外部电路比较简单。不足之处在于输入和输出电压的差值不能太大，效率较低，其负载电流相对较小。方案二：采用BUCK降压电路。该电路是负载电流大，效率高，发热小。由

6、于是通过开关管的开通和关断来实现能量的转换，所以纹波和噪音较大，需要较多额电容滤波。但考虑本次设计的需求，所以选择该方案。综上所述，故选择BUCK降压电路。1.2 开关管的选择方案一：采用绝缘栅双极晶体管（IGBT）。IGBT的功率容量大，但是开关频率较低，同时在关断时存在拖尾电流，需要加一个负电压让IGBT可靠的关断，对驱动电路要求较高。方案二：采用电力MOSFET。电力MOSFET是用栅极电压来控制漏极电流，因此所需驱动功率小、驱动电路简单；又由于是靠多数载流子导电，没有少数载流子导电所需的存储时间，是目前开关速度最高的电力电子器件，而在本电路中功率不是很大。综上所述，故选择电力MOSFE

7、T器件。1.3 模拟控制芯片的选择方案一：采用UC3842模拟控制芯片。UC3842是采用峰值电流模式控制的集成PWM控制器，专们用于构成正激型和反激型等开关电源的控制电路。驱动电路的结构为图腾柱结构的跟随电路，其输出峰值电流可达1000mA，可以直接驱动主电路的开关器件，但是在芯片欠压保护后再次启动的电压为16V，在本设计中启动电压较高，故不选择该芯片。方案二：采用TL494模拟控制芯片。TL494采用固定频率的PWM波的控制方式可以根据需要选择输出最大占空比和输出的频率，同时也可以根据需要调节死区时间的大小，驱动输出端也可以采用单端模式或者推拉模式，电路的启动电压为7V，最大工作电压为40

8、V，具有较宽的工作电压范围。考虑到实际情况所以在本设计中采用TL494。综上所述，故选择TL494作为模拟控制芯片。2 系统设计2.1 系统总体组成框图系统总体组成框图如图2-1所示。该系统中由BUCK主电路、反馈采样电路、控制电路和驱动电路组成。从而构成了一个电压闭环控制系统。图2-1 系统总体框图2.2 电路原理图总体电路原理图如图2-2所示。图2-2 电路原理图2.3推挽式放大器一种功率放大器。由一对参数相近的晶体管，交替工作在信号的正、负两个半周期成一推一挽形式的功率放大器。通常工作在乙类状态，两管集电极电流交替出现并合成在负载上，输出功率和效率大于单管功率放大器。在功率放大器电路中大

9、量采用推挽放大器电路，这种电路中用两只三极管构成一级放大器电路，两只三极管分别放大输入信号的正半周和负半周，即用一只三极管放大信号的正半周，用另一只三极管放大信号的负半周，两只三极管输出的半周信号在放大器负载上合并后得到一个完整周期的输出信号。 推挽放大器电路中，一只三极管工作在导通、放大状态时，另一只三极管处于截止状态，当输入信号变化到另一个半周后，原先导通、放大的三极管进入截止，而原先截止的三极管进入导通、放大状态，两只三极管在不断地交替导通放大和截止变化，所以称为推挽放大器。 图2-3推挽放大电路2.4 BUCK电路工作原理图2-4. BUCK电路图降压斩波电路（Buck Chopper

10、）的原理图如上所示。该电路使用MOS管作为开关。在上图中，为在V关断时给负载中的电感电流提供通道，设置了续流二极管VD。斩波电路的典型用途之一是拖动直流电动机，也可带蓄电池负载，两种情况下负载中均会出现反电动势，如图中Em所示。若负载中无反电动势时，只需令Em=0。电路的工作波形如下所示：图2-5. 电流连续时波形图由图2-5中的V的栅射电压 波形可知，在t=0时刻驱动V导通，电源E向负载供电，负载电压 ，负载电流 按指数曲线上升。当 时刻，控制V关断，负载电流经二极管VD续流，负载电压 近似为零，负载电流呈指数曲线下降。为了使负载电流连续且脉动小，通常串接L值很大的电感。至一个周期T结束，再

11、驱动V导通，重复上一周期的过程。当电路工作与稳态时，负载电流在一个周期的初值和终值相等。负载电压的平均值为 ；式中， 为V处于通态的时间； 为V处于断态的时间；T为开关周期； 为导通占空比。由此式知，输出到负载的电压平均值 最大为E，若减小占空比，则 随之减小。因此将该电路称为降压斩波电路。负载电流的平均值为 ，若负载中的L值较小，则在V关断后，到了 时刻，如图2-6所示，负载电流已衰减至零，会出现负载电流断续的情况。 由波形可见，负载电压 平均值会被抬高，一般不希望出现电流断续的情况。根据对输出电压平均值进行调制的方式不同，斩波电路可有三种控制方式：保持开关周期T不变，调节开关导通时间 ，称

12、为脉冲宽度调制（PWM方式）。保持开关导通时间 不变，改变开关周期T，称为频率调制。 和T都可调，使占空比改变，称为混合型。本次设计电路采用PWM方式控制MOSFET的通断。图2-6. 电流断续时波形以上的电压电流关系还可以从能量传递关系简单地推得。由于L为无穷大，故负载电流维持为 不变。电源只在V处于通态时提供能量，为 。从负载看，在整个周期T中负载一直在消耗能量，消耗的能量为 。一个周期中，忽略电路中的损耗，则电源提供的能量与负载消耗的能量相等，即：则：与上述结论一致。在上述情况中，均假设L值为无穷大，且负载电流平直。在这种情况下，假设电源电流平均值为 ，则有：其值小于等于负载电流 ，由上

13、式得: 即输出功率等于输入功率，可将降压斩波器看作直流降压变压器。2.5双端驱动集成电路TL4942.5.1 TL494简介TL494是一种固定频率脉宽调制电路，它包含了开关电源控制所需的全部功能，广泛应用于单端正激双管式、半桥式、全桥式开关电源。TL494有SO-16和PDIP-16两种封装形式，以适应不同场合的要求。TL494能产生PWM，能调整频率和脉宽，还有一路基准电压，这些都满足DC-DC的条件，采用不同拓扑，得到升压和降压，如图2-7所示：图2-7 TL494外形图TL494其他主要特点如下：(1) 集成了全部的脉宽调制电路。(2) 片内置线性锯齿波振荡器，外置振荡元件仅两个(一个

14、电阻和一个电容)。(3)内置误差放大器。(4)内止5V参考基准电压源。(5)可调整死区时间。(6)内置功率晶体管可提供500mA的驱动能力。(7)推或拉两种输出方式。2.5.2 TL494工作原理TL494是一个固定频率的脉冲宽度调制电路，内置了线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的电阻RT和电容CT进行调节，输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。功率输出管Q1和Q2受控于或非门。当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通，即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。当控制信号增大，输出脉冲的宽度将减小。控制信号由集成电路外部输入，一路送至死区时间

15、比较器，一路送往误差放大器的输入端。死区时间比较器具有120mV的输入补偿电压，它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的4%，当输出端接地，最大输出占空比为96%，而输出端接参考电平时，占空比为48%。当把死区时间控制输入端接上固定的电压（范围在03.3V之间）即能在输出脉冲上产生附加的死区时间。 脉冲宽度调制比较器为误差放大器调节输出脉宽提供了一个手段：当反馈电压从0.5V变化到3.5时，输出的脉冲宽度从被死区确定的最大导通百分比时间中下降到零。两个误差放大器具有从-0.3V到（Vcc-2.0）的共模输入范围。2.5.3 TL494内部电路图2-8 TL494内部电路框图TL494是一种电

16、压控制模式的PWM控制和驱动集成电路芯片，由于它具有两路相位相差180°的PWM驱动信号输出，因此被广泛的应用与单端式（正极式和反极式）和双端式（半桥式、全桥式和推挽式）开关稳压电源电路。总体结构比同类集成电路SG3524更完善。TL494内部电路框图见图2-8。 (1)内置RC定时电路设定频率的独立锯齿波振荡器，其振荡频率：,取R=4.7K欧姆，C103.计算得。式中，f单位为KHz，R的单位为k，C的单位为F，其最高振荡频率为300KHz，能驱动双极型开关管或MOSFET管。(2)内部设有比较器组成的死区时间控制电路，用外加电压控制比较器的输出电平，通过其输出电平使触发器翻转换，

17、控制两路输出之间的死区时间。当脚输出电平升高时，死区时间增大。(3)触发器的两路输出设有控制电路，使内部2只开关管既可输出双端时序不同的驱动脉冲，驱动推挽开关电路和半桥开关电路，也可输出同相序的单端驱动脉冲，驱动单端开关电路。(4)内部两组完全相同的误差放大器，其同相输入端和反相输入端均被引出芯片外，因此可以自由设定其基准电压，以方便用于稳压取样，或用其中一种作为过压、过流的超阈值保护。(5)输出驱动电流单端达到400mA，能直接驱动峰值开关电流达5A的开关电路。双端输出为2×200mA，加入驱动级即能驱动近千瓦的推挽式和半桥式电路。若用于驱动MOSFET管，则需另加入灌流驱动电路。

18、 时序图如图2-9所示。TL494若将13脚与14脚相连可形成推挽式工作；若将13脚与7脚相连可形成单端输出方式。为增大输出可将2个三极管并联。 图2-9时序图2.5.4 TL494构成的PWM控制器电路PWM控制器电路其核心采用专用集成芯片TL494，原理见图3-4所示，通过适当的外接电路，不但可以产生PWM信号输出，而且还有多种保护功能。TL494含有振荡器，误差放大器，PWM比较器及输出级电路等部分。OSC振荡频率由外接元件R，C决定，表达式为：fOSC可选定1KHz200KHz之间，本电路选用fOSC = 40KHz。TL494内部的稳压电源将外部供给的+12V 电压变换成+5V电压，

19、除提供芯片内部电路作电源外，并通过14脚对外输出+5V基准电源13脚为输出脉冲控制端，当1、3脚接地时，输出脉冲最大占空比为96%，当接高电位时，最大占空比为48%。TL494输出脉冲的宽度调节由振荡器电容CT两端的正向锯齿波和两个控制信号相比较来实现。只有锯齿波电压高于控制信号时，才会有脉冲输出，内部两个误差放大器及外接电阻，电容构成电压和电流反馈调节器，都采用PI调节。误差放大器的给定信号均取自+5V基准电源的分压加于2脚和5脚。反馈电压信号UF由微机处理后引入1脚，与2脚的给定值UG比较后，产生调制脉宽的控制信号，使输出直流电压保持稳定。来自温度传感器AD590所检测的电池温度信号TF由

20、微机处理后引入到16脚，当电池温度超过规定值（设为130% TN）时，产生控制信号调制输出脉冲的宽度，使电路处于限流输出运行。来自霍尔电流传感器所检测的电流信号IF由微机处理后引入到4脚，当充电电流超过给定值时封锁输出脉冲，关断IGBT。图2-10 TL494脉冲宽度调制电路芯片14脚输出基准电压通过电阻分压进入15号脚作来与16号反馈信号进行比较的基值。从主电路输出端引出的反馈信号即16号脚，与15号脚的基值进行比较，从面调节8号脚和11号脚输出的脉冲信号的占空比，从而达到调节MOS管的开通与关断的频率与时间，最终实现输出端输出理想的稳定的电压值。本次设计选择输入1620V，输出13V。3

21、功能及器件的选择3.1 主电路元器件的选择3.1.1 电感的选择在进行电感的计算上，首先介绍一个关键参数的说明，称为电流纹波率。它表示电感电流的交流分量与直流分量的几何比例。因此，有 (3-1)上式中为电流纹波，为电感电流直流分量，为交流分量，为平均电感电流。在工程中的取值一般在之间，并且它与特定工况、开关频率、甚至拓扑本身都无关。所以在实际设计中，它一般按0.4取值。在大多数实际应用中，输入电压会在之间的某一范围内变化。因此，还需要知道电流的交、直流分量及其峰值在输入电压变化时如何随之变化。最重要的是：需要知道在此变化范围内，哪个特定输入电压值对应峰值电流最大值。如前所述，峰值电流对于保证电

22、感工作时不发生磁饱和是极其重要的。所以对于电感设计而言，“最恶劣”电压定义为峰值电流达到最大值时所对应的输入电压。该特定电压将用于电感设计或选择。对于降压变压换器，总是优先从（即最小占空比）开始设计电感。在本设计中电压的输入范围为：1620V，输出电压为13V，开关频率为25KHz，输出电流为1A所以对于buck电路而言，需要从（20V）开始设计电感。所以最小占空比为： (3-2)再由公式计算的L为： (3-3)一般实际的电感量为计算值的3倍左右，故所选的电感量为1.4mH。磁芯选择铁氧体磁环绿色喷涂环，导磁率为15k nH，由公式： (3-4)可以推出所需的匝数大约为N=10匝。3.1.2

23、输出滤波电容的选择选择输出电容的经典法则是：额定纹波电流要等于或大于输出电容最大有效值电流。通常，选择的额定电压比应用中要求的输出电压高出至少20%50%。变换器的输出电压纹波也是一个需要考虑的问题。输出电容产生的输出电压纹波峰值等于其等效串联电阻与最大输出电流峰峰值的乘积（忽略电容的等效串联电感）。在本设计中输出电压纹波的要求是2%，输出纹波电压=13*2%=0.26V，所以由公式： (3-5)考虑考实际中电容的标称值所以选择4.7uF电解电容。3.1.3 MOSFET开关管的选择选择开关管的经验法则是：额定电流至少等于（最好至少两倍于）上述计算的最大开关管有效值电流，这是为了降低损耗，因其

24、开关正向压降额定电流增加而大幅减小。对于降压变换器，最高开关电压为，通常，选择的额定电压要比最高开关电压高出至少20%（降额至80%左右，即留出安全裕量）。在本电路中最高输入电压为20V，考虑裕量，所以计算的开关管的耐压值为100V。计算MOSFET导通损耗的简单方程如下： (3-6)公式中，是MOSFET的导通电阻，是开关管电流波形的有效值，等于 (3-7)式中，是buck电路的负载电流，D是占空比。通过计算可以得到，要得到较小的导通损耗则其MOSFET的导通电阻就需要选择很小。考虑到成本的问题，通过综合折中考虑在本电路中采用IRF9Z24的P沟道MOSFET开关管。3.1.4 二极管的选择

25、对于降压变换器，输入电压升高，占空比下降。因为平均电感电流仍保持在，所以平均二极管电流增加。这意味着降压变换器在处的二极管电流和损耗最大。因此，可用按照一般电感设计步骤（在）计算的数值。选择二极管的经验法则是：额定电流至少等于（最好至少两倍于）下述最大平均二极管电流，这是为了降低损耗，因其正向压降随额定电流增加而大幅减小，对于降压变换器，最大二极管电流为，通过计算可以得。通过以上的经验法则和实际情况折中0选择二极管的最大额定电流为1A的二极管。而选择额定电压要比最大二极管电压高出20%的安全裕量，即选择100V的最大耐压值。二极管的选择还得考虑其反向恢复时间，反向恢复时间要小于开关管的开关时间

26、。综上考虑，选择FR107二极管。3.2 PWM控制的设计3.2.1 锯齿波的频率的计算在本电路中采用的控制芯片是TL494。TL494是一种频率固定的脉冲调制控制电路,集成了开关电源控制所需要的主要模块。内部线性的锯齿波振荡器频率由2个外部元件决定，和。近似的振荡频率可以由下面公式决定： (3-8)在本电路中设定的频率为，选取标称电阻，则可以计算出定时电容。4 仿真分析4.1仿真模型仿真模型如图4-1所示。图4-1 仿真模型总体电路图4.2 仿真结果及分析电路在最低输入电压16V和最高输入电压20V时的波形图如图4-2和4-3所示。图4-2 输入电压为16V时的波形图图4-3 输入电压为20

27、V时的波形图通过仿真图可以看出输出电压的纹波在技术指标的范围内，达到了设定的值。5 实物结果及分析5.1 实物图Buck电路实物图如图5-1所示。 图5-1 实物图5.2 实物结果及分析实物测试波形图如下图所示。图5-2 输入电压为16V时的输入电压波形图图5-3 输入电压为20V时的输入电压波形图图5-2和图5-3分别为供电电源为16V和20V时的输入电压波形图，波形图中的直流电压上的尖峰为开关管开通关断时产生的。图5-4 输入电压为16V时的输出电压波形图图5-5 输入电压为20V时的输出电压波形图图5-4和图5-5均为输出电压13V时的波形图，从图中可以看出输出电压的的纹波较小，满足设计的要求。 图5-6 输入电压为16V时开关管GS两端的驱动波形图图5-7 输入电压为20V时开关管GS两端的驱动波形图图5-6和图5-7为开关管GS两端的驱动形图，从上图中可以看出驱动在高电平时出现了震荡，分析原因可能是由于寄生电感的原因导致波形震荡。图5-8 输入电压为16V时开关管DS两端的电压波形图图5-9 输入电压为20V时开关管DS两端的电压波形图图5-10 输入电压为16V时电感两端的电压波形图图5-11 输入电压为20V时电感两端的电压波形图实验结果分析，通过以上的实验波形图可以看出，电感电流处于断续状态。6 设计小结回顾此次