OLC放大器设计方法

1、OLC放大管设计方法OLC放大器设计方法1各级电压增益的分配 2电源电压的计算2下面是互补管 T3和T4的选择以及 R3,R4,R5的计算 31）、T3、T4 的选择。32）、R3,R4 的确定33）、平衡电阻R5的确定34）、偏置电路的计算34）、推动级的设计45）、输入级电路的设计 56）、反馈支路计算5音调控制电路的设计 6信号在低频区82.信号在高频区10设计方法12前置级的设计13电路选择13场效应管共源放大器的设计 14源极跟随器的设计 15射极跟随器的设计15设计举例16OCL功率放大器设计举例 16OLC放大器设计方法OLC放大管设计方法第7页共18页各级电压增益的分配a）根据

2、额定输出功率 P0和负载阻抗Rl,求出输出电压 Vo=vPo* Rl （V0为有效值）。则整机中频电压增益为Avm=V0/Vi= . P0* Rl /V由于前置级对输出的噪声电压影响不大，一般增益不宜太高，通常选前置级增益Avm1=510 oAvm2 = 1。功率输出级A vm3.则要求:b）对音频控制电路无中频增益要求，一般选音频控制电压增益 电压增益则可通过控制总增益来确定，若其中频电压增益为Avml XAvm2 AvmOLC功率电路通常可分成功率输出级、推动级（激励级）和输入级 3部分。电源电压的计算a）、为了保证电路安全可靠， 通常使电路最大输出功率 Pom比额定输出功率 P0要大一些

3、, 一般取 Pom= （1.52） P0o放大器的最大输出电压 Vom应根据Pom来计算：Vom - . 2 PomRL因为考虑到管子饱和压降等因素，放大器的最大输出电压Vom总是小于电源电压。令州=Vom/Ec,则。称为电源电压利用率，一般取值范围为0.60.8,由此可得：Ec = Vom/= 2 PomRL式中，Ec为单边电源电压，取得Ec的计算值后，在国家标准扩音机电源电压系列中选取最接近的一种电源。b）、输出功率管的选择输出功率管应满足以下要求：V（br）ceo2EcEcEc ,Icm - 一 = ICl maxRl RiRlPcM0.2Pom+I0Ec式中，V（br）ceo为集电极发

4、射级反向击穿电压，B表示反向。单位为 V。Icm为集电极最大允许直流电流，C表示集电极，M表示最大。Icl max为Ec/Rl壁纸的替彳t符号。Pcm 为集电极最大直流耗散功率。一般T1、T2射极电阻 R1和R2去R1=R2= （ 0.050.1） Rl； Io为静态电流，一般Io 为 2030mA.在选管子时，T1,T2尽量对称，大功率管亥应考虑散热器的配置。下面是互补管T3和T4的选择以及R3,R4,R5的计算1)、T3、T4的选择。T3,T4分别与T1,T2复合，其承受的最大反相电压均为 2Ec,最大集电极电流时T1,T2的最大集电极电流的1/P(P1=P。考虑到T3,T4的静态电流及电

5、阻 R3,R4引起 损耗和饱和压降的影响，T3,T4的极限参数应满足下列条件V (BR)CEO2EcI cl maxIcm(1.1 1.5)-l1Pcl maxPcm (1.1 1.5)：:1式中，Pclmax为E：/Rl的比值，T3为NPN型，T4为PNP型，并使 命=p42)、R3,R4的确定已知T1,T2的输入电阻为ri尸rbe1+(1+ P i)R1,门2=32+(1+ P 2)R2,大功率管的rbe1、&2一般为10欧姆左右，并且，要让 T3的射极电流大部分注入 T1的基极。则 R3= (510) ril=R43)、平衡电阻R5的确定已知T3,T4分别为NPN和PNP型，电路接法不同

6、，所以两管的输入阻抗不相等， 这会使加在两管基极的输入信号不对称，为了让 T3,T4基极的输入信号对称，需要加平 衡电阻R5以保证复合管输入电阻相等，因此， R5应满足R5=R3ril。4)、偏置电路的计算已知 设 可得VB3 -V B4=V BE3+V BE1 + |V BE4 |Vbe3= Vbei=|Vbe4|=0.7VV B3- Vb4= 2.1V又因为w R8 R9VCE9 =VB3- Vb4VBE9 R9设Vbe9=0.7V,则R8 R9一=3R9可得R8=2R9为了保证T9基极电压的稳定，取Ir广（510） IcQ9/p9。若忽略IR8和Ib3的分流作用，则IcQ9=IcQ5 （

7、IcQ5的计算见下面推动级的设计），故有VBE9VBE9IR8I R8为了调节偏置电压的数值，R8可改用一固定电阻与可调电阻并联，使其并联值等于R8。因为T9对最大电流和耐压要求不高，可选用普通3DG型管。R9 ,R8 : 2 4）、推动级的设计a）、ICQ5的确定推动级为一甲类小信号放大器，为了保证信号不失真，要求：I c3 maxIcq5 _ （3 5）1B3 max : （35）P 3一般取Icq5（210mA则I C1 maxI C3max ： （1.1 1.5）:：1b）、R6和R7的计算因为T9的偏置电路输出电阻很小，T5的直流负载主要是 R6+R7（ R7为直流负载，R6为该电路

8、的有效负载），并且Vb产-0.7V,由此可得Ec-|VB4|R6+R7=Icq 5从交流通道来看，R7与RL是相互并联的。R7的值太小会损耗信号输出功率，太大则使R6减小。R6太小会使推动级的增益下降。一般取（R6+R7 /3R720Rl确定R7后就可以确定 R6.c）、自举电容C1的确定自举电容的取值依据是：在fL下，其容抗XciVcE5max=2ECPcMEC*I CQ5一般取 Pcm=5Ec*I CQ55)、输入级电路的设计a)、差分管工作电流的确定输入级为一差分放大器，差分管 T6, T7的集电极电流若太大，会增加管耗， 并使失调电压和漂移增大；若太小又会降低电路的开环增益。一般选取I

9、C6=IC7 (0.5 2)mA, Ic8=Ic7+ Ic6丁6,T7的P值应高一些，两管的参数应尽量一致。b)、R10,R11 和 R12 的计算VBE5R10 =IC7式中，Vbe5=0.7V。为了使恒流源T8的工作点稳定，D1、D2的电流应满足I DI B8,I B8=I C8/ B 8,一般取ID皂3mA则Ec _(Vdi VD2)R11 =IDVd1 VD2 VBE8R12 :I C8式中，Vdi =V D2=0.7VC)、T6,T7和T8管的选择T6, T7 和 T8 应满足 V(br)ceo 1.2Ec , Pcm5Pc=5(Ic6Ec), P 6= P 7,并且 T6, T7

10、和T8的反向电流越小越好。6)、反馈支路计算差分电流引入电压串联负反馈，使其输入电阻提高，因此，基极电阻R15对该级 输入电阻影响很大。一般取 R15=1547k 11另外，要使电录对称，要求 R13=R15o由闭环增益 Auf= 1+R13/R14,可得Auf -1反馈电容C2应保证在fL时，其容抗XC2C3.图c高音衰减信号在低频区由于C3的值很小，R4支路可视为开路。反馈网络主要由上半边起作用并且UA741开环增益很高，放大器输入阻抗也很高，所以Ve生Ve0（虚地），故R3的影响可以忽略。当电位器 W2的滑动块移到 A点时，C1被短路，具等效电路如图2所它与图a很相似，可以得到低频提升。

11、现在分析图2所示电路的幅频特性:1因为Z1=R1,Zf=R2 (Rw2/)j C2所以AZfAuf -Zi,R2RW2C2 1 j -R2 RW2 J R2 . RW2R11 j RW2c2赳1=2 晔1 = (1)RW2c2R2 - RW2 如2=2弧2 = (2)R2 RW2 c 2 则Auf 二R2RW2L .L2R2RW2(，L2), ,| Auf | :,R1R1- 2R11 jR11(一)2，L1I .，L1根据前边假设条件：R1=R2=R3=R,RW1=RW2=9R,C1=C2C3 ,则R2 RW2 =10, C0L2 = C0L1当00L2时，即信号接近匚R2 - RW2I A

12、uTR1当= =C0L2时，则有、I J,- -L1.，L2Ri则有1=100=1 (20log | Auf |= 0dB)R2 - RW2I Auf | ：.R11122(20l o gAuf |= 3dB) - -L1 ，1 ()2L2当= =C0L1时，则有| Auf I： 7.07(20log|Auf |=17dB)当必 L1时，则有| Auf 卜 10(20log|Auf |=20dB)综上所述，可以画出图3的幅频特性曲线.当f=fL2和f=fL1时(提升量分别为 3dB、17dB),曲线变化较大，称 fLi和fL2为转折频 率，在两转折频率之间曲线斜率为-6dB/倍频程，若用折线(

13、图中虚线)近似表示曲线，则fL2和fL2为折线的拐点，此时，低频最大提升量为20dB ,即R 2 Rw 2AVB = R = 10(20log AvB=20dB)(3)同样分析方法可知，当电位器 W2的滑动端移到B时，可得到图4所示低频衰减幅频 特性曲线。转折频率为1 .1f L1 = = fL1f L2 = = fL22 二 C1RW22 二 C1RW2R1最大衰减量为.R21AVC = (20log Avc =-20dB)(4)R1 Rw2 102.信号在高频区C1和C2对高频可视为短路，止匕时 C3和R4支路已起作用，等效电路如图R1、 R2 和R3,变换成形接法的Ra,Rb和Rc,如图

14、6所示。RR3Ra = R1 R33RR2i i i R2R3”Rb = R3 R2 = 3RRi-R1R2Rc = Ri R2 = 3RR3其中，R1=R2=R3=R 。由于前级输出电阻彳艮小（300。），输出信号V。通过RC反馈到输入端的信号被前级输出电阻旁路，所以，RC的影响可以忽略，视为开路。当W1滑动端至C和D点时,等效电路如图7和8 （W1的数值很大，所以可以视为开路）。通过幅频特性的分析，高频最大提升量为ARbR4 3RAvt =(5)Ra / R4R4取大辰减里为“Ra / R4R4Avtc =RaR43R高频转折率为,1，、fHi =(7)2 二C3(Ra R4)fH2 二1

15、2 二C3R4(8)将音调控制电路的高、低频提升衰减曲线画在一起，可以得到如图所示曲线。在fL1 fL2和fH1 fH2之间，曲线按土 6dB/倍频程的斜率变化，假设给出低频fLX处和高频fHX处的提升量，又知fL1 fLX fL2 , fH1 fHX 500kC，因此取 W1和2 二 RW2 fL1RW2R2 二(fL2/fL1)-1由式7和式8可得:R4Ra(fH2/ fH1) -1C312“：R4 fH2式中，Ra=3R1。(4)、计算耦合电容。在低频时音频控制电路输入阻抗近似为R1,要求:C之苴也式中，fL为低频截止频率2 二 RfL(5)、UA741按引脚界限要求连接，调零端可接电位

16、器(中点接负电源) 也可以接两个等值的电阻，再接负电源。前置级的设计电路选择根据总机指标要求，前置级输入阻抗应当较高，输出阻抗应当较低，以便不 影响音调控制网络正常工作。同时要求 NF尽可能小。为此，为本级选用场效应管共源放大器和场效应管源极跟随器组成， 如图9a,该电路输入阻抗高，川话1,并引入电流串联负反馈，提高了电路的稳定性。适当选取 R3和R4,可得到满意的增益。第 I二级源极跟随TI1T0器可以得到较n士* 小的输出阻抗，同时其输入阻抗较高，对前级影响很小，为了节省场效应管，第 级也可用晶体三极管射极跟随器，如图 9b,此电路亦可满足指标要求场效应管共源放大器的设计1 .选择静态工作

17、点普通结型场效应管可满足指标要求，所以选择 3DJ6或3DJ7均可。为了既降低NF又保证足够的动态范围，要求管子参数Idss、Vp和gm的值不能太小。一般要求：lDDS1V, gm0.5mA/V。适当选取Vos,使Idq值小一些（保证NF小），如图10.根据公式 Idq= Idds（ 1-Vgs/Vp）2,并且 Vs=-V gs,取 Vds=（1 至 2）Vs, Vd=Vds+Vs2 .求电阻 R4, R3, R2, R1已知 R4= （Ec- Vd） /Idq , R2+ R3=Vs/I dq| Vgs|/Idq 并且,RL=ri2 话5（ri2为次级输入电阻，选 R5=1M。），可得：Rd

18、 =R4/Rl ： R4场效应管共源放大器中频电压增益为gmgmR4AVm1 = - .Rd：、一 1 gmRS1 gmR3当 gmR31 时，AVm1 -R4/R3 时有R3R4| AVm1 |R2 = |VGS 1 - R3Idi为了保证输入电阻500kC，选取R1=1M Q。3.计算电容C1和C2C1和C2主要影响低频响应，要求：Ci -(310)12 二 fLR2，C2一1gmR22二 fLR2式中，fL为低频截止频率。10,源极跟随器的设计为了得到较大的动态范围，一般把静态工作点选在转移特性的中点，如图. VP .VGS 2VGS =DQ = IDSS（1 一 ）2 VPVsVsVs

19、=-VGS , Rs =，即 R6 = IDQI DQ R S式中，RS=Rs/1/gm源极跟随器彳输系数 AVm2 : AVm2 = 一R一1 Rs gm输入阻抗：ri2 = R5输出阻抗：r0=R5/1/gm=R6/1/gm 。射极跟随器的设计减小NF,并希望不产生非线性失真，工作电流Icq应选小一些(但又要保证有合适的动态范围)。一般取：Icqe=(1.5 2)l0m , Re=(1 2)RlEc 2 3Vom ,VcEQWom+(2 3)V式中，|Om为电流幅值，Vom为输出电压幅值根据指标可知Vi (输入电压)，前级已求出电压放大倍数 A和AVmi,所以本 级输入电压幅值为Vi2m=

20、 - 2 ViAVm1又因为射极跟随器电压传输系数近似为1 ,本级输出电压为 Vo2m= =8W,RL=8 G ,Auf=20(Auf 为电压放大倍数)，r2Ec=30VEc 八IcMIc12max 一1.88 ARlPcm Pc12max0.2Pom+Ec*Io当去 Io=20mA, P cm1.9W按以上极限参数选择 3DD57A ,并测得P12 = P13 = 60(4)、选择互补管 T10、T11 并计算 R31 , R32,R27,R30,R34a)选择互补管 T10、T11。要求：V(br)ceo2Ec=30VIcm1.5I c12max/ P12=47mAPcm1.5 Pc12m

21、ax/ pi2=48mW则 T10 为 3DK4A 或 3DG69A ; T11 为 3CG22C 或 3CG8E.测得I：,i0 = -11 =60c) 计算 R31, R32,R27,R30,R34,根据 R31=R32=(0.05 0.1)Rl,选 R31 和 R32的电阻为0.5C (电阻丝绕制，功率1W).因为i12Tbe12 + (1+ 12)R31=40.5 11所以 R27=R30=5 112=202.5。(取 R27 和 R30 为 220c )。R34=R27 r i12=40 Q (取 R34 为 39。)。(5)、计算推动级电路取 ICQ8 =3 Ic10max/- 1

22、0 Y2.5mA(a)、计算T9偏置电路。选取T9为3DG6A ,j=50。忽略分流作用，|CQ9*Q8,则流过T9基极偏置电阻的电流为| CQ9VBE9|R00Mk =0.5mAR23 立=1.4KC (取 R23=1.5k C )-9|R所以R24/R25=2R23=3K 1取R24为6.2k。电阻，R25为6.2的电位器。(b)、计算R28和R29的电阻值。因为_ Ec-|VReh |R28 R295.75K11| CQ8要求：1.9kR29160所以取 R29=1K 11 ,R28=4.7K J(c)、选择 T8 管。已知 Pcm5Ec*| cQ8=187mWV(br)ceo2Ec=30V所以选择3CG型管即可满足要求