反激变换器设计(推荐文档)

1、西学研究生专业课程考试答题册得分:学 号 2011 261695姓 名李纪波考试课程高级电力电子线路设计考试日期2012-9-15要求：直流隔离电源变换器设计一、目的1熟悉逆变电路和整流电路工作原理，探究PID 闭环调压系统设计方法。2熟悉专用PWM 控制芯片工作原理及探究由运放构成的PID 闭环控制电路调节规律，并分析系统稳定性。3探究POWER MOSFET 驱动电路的特性并进行设计和优化。4探究隔离电源的特点，及隔离变压器的特性。二、内容设计基于脉冲变压器的DC-AC-DC 变换器，指标参数如下：输入电压：24V36V；输出电压：12V,纹波1%;输出功率：50W开关频率：20kHz具有

2、过流、短路保护和过压保护功能，并设计报警电路。具有隔离功能。进行变换电路的设计、仿真（选择项）与电路调试。第一章绪论隔离式变换器是由标准的DC-D喙化器拓扑衍生而来的。如广泛应用于小功 率（典型值小于100”场合的反激变换器拓扑。其实是用多绕组电感代替才常用的单绕组电感的buck-boost电路。类似地，广泛用于中大功率场合的正激变 换器，是buck的衍生拓扑，其中用变压器代替常用电感（扼流圈）。反激变换器 电感其实既起电感也起变压器的作用，它不仅能像所有电感一样存储电磁能量， 而且能像变压器一样提供电网隔离（安全需要）。而在正激变换器中，能量存储 功能通过扼流圈来实现，变压器提供必要的电网隔

3、离。注意到在正激和反激变换器中，变压器除了提供必要的电网隔离外， 还起到 另外一个非常重要的作用，即由变压器“匝比”决定的恒比降压转换功能。匝比 由输出（二次）绕组匝数除以输入（一次）绕组匝数得到。于是问题就产生了， 理论上，开关变换器可以任意地进行升压或降压变换，为什么我们觉得有必要基于变压器匝比进行降压转换？只要进行简单的计算原因就显而易见一一不需要 任何辅助设施，只需一个极小的不现实的占空比值， 变换器就可以变成一个从极 高压输入到极低压输出的降压器。 注意到世界上有些地方，最高的电流电网输入 可以高达270V（最坏情况下），所以这样的电流电压用传统桥式整流电路整流时， 就将会有近 x2

4、70 =382V的直流电压加在其后的 开关变换器电路上，但是相应的输出电压可能却很低（5V、3.3V、1.8V等）。于是对于已给定最小导通时间 的各种典型变换器，特别是当开关器件工作在高频时，所需的电流转换比很难达 到要求。所以，在正激和反激变换器中，我们可以直观地认识变压器就是把输入 定比近似地降为一个较小的合适值，而变换器则完成其余的工作（包括调节功 能）。第二章电路拓扑及工作原理2.1主电路组成和控制方式图2-1给出了反激（Flyback） PWMDC/DC转换器的主电路及其工作模式 的电路。它是由开关管V、整流二极管D1、滤波电容Cf和隔离变压器构成。开 关管V按照PWM方式工作。变压

5、器有两个绕组，初级绕组 W1和次级绕组 W2, 两个绕组是紧密耦合的。使用的是普通磁材料和带有气隙的铁心。 以保证在最大 负载电流时铁心不饱和。W1(b) V导通W2Ui(c) V关断图2-12.2电流连续时反激式变换器的工作原理和基本关系(如图(a)r() n (2 t电 n b 4(a)电流连续导通CCM(b)电流不连续导通DCM图2-2反激变换器线圈电流1 .工作原理1) 开关模式1 (0-Ton)在t=0瞬间，开关管V导通，电源电压Ui加在变压器初级绕组 W1上，此时，在次级绕组 W2中的感应电压为uw2 = -W2Ui,其极性“*”端为正，是二极 Wi管D1截止，负载电流由滤波电容

6、Cf提供。此时，变压器的次级绕组开路，只有初级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为L1,因此初级电流ip从最小值I p min开始线性增加，具增加率为：DuTs(2-1)dipdt 一 L1在t=Tn时，电流达到最大值Ipmax。um a x，m i nLi(2-2)在此过程中，变压器的铁心被磁化，具磁通 中也线性增加。磁通中的增加 量为：Ui(1:;)-DuTs()Wi(2-3)2)开关模式2 (Ton-Ts)在t=Ton时，开关管V关断，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向， 其极性“*”端为负，使二极管 D1导通存储在变压器磁场中的能量通过二极管 D2释放，一方面给电容Cf充电；另一方

7、面也向负载供电。此时只有变压器的次级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为L2.次级绕组上的电压为uw2=Uo次级电流is从最大值Ismax线性下降，其下降速度为:dis _ U 0出一 L2(2-4)在Udi =Uo +匕时，电流达到最大值Ismax。uoIs ma/1 -Du)TsL2(2-5)其磁通 也线性增加。磁通的增加sm a x-Kl2在此过程中，变压器的铁心被磁化， 量为：, uo. ： J(D =二。- Du)TsW2(2-6)2.基本关系在稳态工作时，开光导通铁心磁通的增加量(书必然等于开关管关断时的(2-9)6减少量AQa,即(+则由式(2-3)和式(2-6)可得U = W2

8、 Du JDu.Ui W1 1- DuK12 1 - Du(2-7)式中，K12=W1是变压器初、次级绕组的匝数比。W2开关管V关断时所承受的电压为 Ui和初级绕组 W1中感应电动势之和， 即Uv =Ui叫uW2Ui1- Du(2-8)在电源电压Ui 一定时，开关管V的电压和占空比Du有关，故必须限制最 大占空比Dumax的值。二极管D1承受的电压等于输出电压 Uo与输入电压Ui 折算到次级的电压之和，即U D1 = U 0UiK12负载电流Io就是流过二极管D1的电流平均值，即1(I2 sminIsmax) 一 Du)(2-10)(2-15)8根据变压器的工作原理,卜面的两个表达式成立：W1

9、IpminWIs2 mW1IpmaXWIs2 max由以上各式可得I pmax蓝人Io 。I smax1-DuIo -Du(2-11)(2-11)2.3电流断续时反激式变换器的工作原理和基本关系（如图（ b）如果在临界电流连续时工作，则式（2-7）仍然成立。此时，初级绕组的电流最大值为Ipmax=；Du,则Ismax =兽工，负载电流I。= Ismax(1 - DJ , LW2 L1.fs2故有临界连续负载电流：UiW1,、IoG =Io=-W1Du(1-Du)(2-2LfsW2在Du=0.5时，&达到最大值IoG 一8L1.fsW2于是式（2-12）可以写成IoG =4IGmaxDu（1-D

10、u）上式就是电感电流临界连续的边界。(2-13)(2-14)在电感电流断续时,以求得幺不仅与占空比有关，而且还与负载电流Io有关。可 UiUR22L1.fs.Io第三章电路设计及参数计算3.1高频变压器设计1确定vor、vz和匝比最大输入电压时，加在变换器上的直流电压为36V,我们选用额定值为200V 的mosfet,此时保留30V的裕量。此种情况下，漏极电压不能超过170V。由上分析知，漏极电压为Vin +Vz ,于是有Vin VZ = 36 VZ 170VZ P Mx* Tkjpijh- M 做出 ged n iM4 4nd，卬CUHHENTC一普CCMARATDR21图3-2 UC384

11、5内部电路框图UC3845的振荡器工作频率由脚4外接电阻Rt及电容Cr决定，其频率为:1.72forc 二RC（式 3-31）2驱动电路设计驱动电路原理图如图3-3所示。电路的工作频率由4脚外接的电阻R8和电 容C17决定。UC3845的电流采样回来用电阻 R6把采样电压接至3脚。当3脚 的采样电压小于1v时，脉宽调制器正常工作；当脚 3的电压等于或大于1v时， 电流采样比较器输出高电平使 PWM锁存器置0而使输出封锁。若故障消失，下 一个时钟脉冲到来时将使 PWM锁存器自动复位。图3-3驱动电路原理图本文设计的电路频率为 20KHz,且占空比Dmxa=50%,则UC3845的振荡 器工作频率

12、为40KHZ。电阻R8一股取10k,则电容C17由式3-31计算可得为 4.3nF。电容C18取为0.1uF。稳压管VZ2和电阻R3是为了防止脉冲信号电压过 高而照成开关管的损坏，对电路进行稳压，考虑到开关所能承受的电压，选取 15V的稳压管，电阻R3=20ko电阻R15和电容C13组成RC滤波器对6脚输出 的脉冲电压进行滤波，所有 R15=15欧姆，C13=4700pF。通过电容C414和电阻 R6接至UC3845的3脚电流检测端构成前沿电路。此电路的主要作用是：在开 关管导通和截止的瞬间，会在前端产生一个尖脉冲，此脉冲会产生大于1V的电压，而3脚电压大于1V时控制芯片UC3845无法正常工

13、作，为了防止3脚检测 到尖脉冲的波形，检测后端加了一耳光RC的延时电路。选C14=470pF, R5=1k0 因此延时时间为t=47ns由式3-12知,峰值电流为9.41A,则V 1R6 W v =0.106建,其功耗为 P=VL p =1父9.41 = 9.41WI p 9.41p（式 3-32）R6 取 0.1复 /10W3反馈电路设计反馈电路是通过输出电压引起光电耦合器PC817二极管-三极管上的电流变化取控制UC3845,调节占空比，达到稳定输出电压的目的。电路核心器件 PC817 和 TL431.输出经过TL431 （可控分流基准）反馈并将误差放大，TL431的沉流端驱动一个光耦的发

14、光部分，而处于电源高压主边的光耦感光部分得到反馈电压，用来调整一个电流模式的PMW控制器的开关时间，从而得到一个稳定的直流电压 输出。电流工作过程：当输出电压有变大趋势时，Vref随之增大导致流过TL431的电流增大，于是光耦发光加强，感光端得到的反馈电压也就越大。UC3845在接受这个变大反馈电压后，在其内部的基准电压进行比较，减小占空比，即减少 MOSFET的开关时间，是输出电压随改变而回落。上面的过程在极短的时间内 就会达到平衡，平衡时 Vref=2.5V,又有WR1=R13,所以输出为稳定的12V。4电路仿真结合上述内容可以利用 如图3-5所示。图3-4反馈电路原理图saber仿真软件搭建基于UC3845反激变换器电路图图3-5 saber仿真电路图仿真结果当输入24V时输出波形图如图3-6所示图3-6当输入36V时输