四象限DCDC零电流开关准谐振罗氏变换器

1、    四象限DC/DC零电流开关准谐振罗氏变换器摘要：实现了一种全集成可变带宽中频宽带低通滤波器，讨论分析了跨导放大器-电容(OTAC)连续时间型滤波器的结构、设计和具体实现，使用外部可编程电路对所设计滤波器带宽进行控制，并利用ADS软件进行电路设计和仿真验证。仿真结果表明，该滤波器带宽的可调范围为126 MHz，阻带抑制率大于35 dB，带内波纹小于05 dB，采用18 V电源，TSMC 018m CMOS工艺库仿真，功耗小于21 mW，频响曲线接近理想状态。关键词：Butte1引言经典DC/DC变换器的体积通常都很大，并且功率密度和功率传输效率均很

2、低。虽然第一代罗氏变换器显著地增大了电压传输增益，提高了功率密度和功率传输效率，但是相对而言，其开关上的功率损耗仍然很大18。高功率密度的开关电感变换器已成功地应用于DC/DC变换器79中，但是在开关闭合和关断的转换期间，很大的电流和电压所产生的交叠，会在变换器内部两只开关上产生很大的功率损耗。运用软开关技术可以减少功率损耗1014。然而大多数文章中论述到的这类变换器仅是单象限运行。本文介绍的新型四象限DC/DC零电流开关准谐振罗氏变换器，能够有效地降低变换器的开关损耗，从而极大地提高功率传输效率。四象限DC/DC零电流开关准谐振罗氏变换器的电路如图1所示。电路1实现了，象限内的运行；电路2实

3、现了，象限内的运行；电路1和电路2可以通过辅助开关实现相互转换。每一个电路都是由一只主电感L和两只开关及辅助元件所组成。假设主电感L足够大，则通过它的电流iL可认为是一常数。源电压V1和负载电压V2通常是恒定的，如：令V1=42V，V2=±28V79。它的4种运行模式如下：图1四象限DCDC零电流开关准谐振罗氏变换器（a）电路1（，象限内运行）（b）电路2（，象限内运行） 电路/开关或二极管模式A（象限）模式B（象限）模式C（象限）模式D（象限）状态通状态断状态通状态断状态通状态断状态通状态断电路电路1电路2S1通通D1通通S2通通D2通通 表2不同频率时的实测结

4、果 模式f/(kHz)Lr1=Lr2/(H)Cr/(F)I1/(A)I0/(A)IL/(A)PI/(W)P0/(W)/()PD/W/(in)3A20.51416.9825.0025713.0700.098.217.66A21.01417.4025.0025730.6700.095.817.88A21.51417.8125.0025748.0700.093.518.10B16.51425.0016.4025700.0688.898.417.36B17.01425.0016.2025700.0680.497.217.25B17.51425.0015.9725700.0670.195.81

5、7.13C19.01416.1723.8235679.1667.098.216.83C19.31416.4223.6435689.7662.096.016.90C19.51416.5923.5335696.8658.894.516.95D40.01424.0515.6435663.4656.897.516.50D40.31424.2315.4935678.5650.695.916.60D10.51424.3515.4035681.8646.794.816.61 表1开关状态（空白表示关断）图2模式A运行(a)等效电路（b）波形图（1）模式A（象限I）：电能由V1端传向V2端；（2）模

6、式B（象限II）：电能由V2端传向V1端；（3）模式C（象限）：电能由V1端传向V2端；（4）模式D（象限）：电能由V2端传向V1端。每种模式都有两个状态：“通”状态和“断”状态，其开关状态如表1所示6，7，9：2模式A模式A是一零电流开关（ZCS）buck变换器，其等效电路、电流和电压的波形图如图2所示。开关导通和关断周期可分为4个时间段0t1，t1t2，t2t3和t3t4。导通时间为kT=t2，此时输入电流流经开关S1和主电感L。整个周期为T=t4。谐振电路为Lr1Cr。谐振角频率为：（1）特征阻抗为：（2）谐振电流（交流分量）为：（3）考虑到直流分量，电流峰值为：(4)2.1时间间隔0t

7、1当t=0时开关S1导通，源电流以斜率V1/Lr1线性增加，但始终比负载恒定电流IL小，因此谐振电容Cr上无电流流过。当t=t1时，源电流等于负载恒定电流IL，此时t1为：(5)相应的位移角为：(6)2.2时间间隔t1t2在这一时间段，电流流过谐振电容Cr，电路Lr1Cr谐振，电流波形为一正弦函数曲线。当过峰值后，电流下降至IL，如果变换器工作在准谐振状态，则在t=t2时电流下降到零，开关S1关断（模式B，C，D亦然）。显然开关S1是在电流为零时关断。这一时间长度为：(7)同时，电容Cr上的电压也是一正弦函数。当t=t2时，电容上的电压vc相应的电压值Vco为：VCO=V11sin(/21)=

8、V1(1cos1)(8)2.3时间间隔t2t3由于开关S1关断，所以电容Cr上所充的电量将会通过负载电流IL释放。因为负载电流IL是一常数，所以电压vc在时间间隔t2t3内由Vco线性减小至0，则这一时间长度为：(9)2.4时间间隔t3t4由于续流二极管D2的存在，电容电压vc不能减小至负值。当t=t3时，负载电流不再流经Cr，而是流经D2。从这时起，续流负载电流流过主电感L、负载电源V2和续流二极管D2。这一阶段的时间长度(t4t3)取决于设计要求。若忽略功率损耗，且认为I2=IL，得出输入电流平均值I1为：(10)因此，(11)导通占空比为：k=t2/t4(12)整个开关周期为：T=t4(

9、13)相应的频率为：f=1/T(14)图3模式B运行3模式B模式B是一零电流开关（ZCS）boost变换器，其等效电路、电流和电压波形如图3所示。开关导通和关断周期可分为4个时间段0t1，t1t2，t2t3和t3t4，导通时间为kT=t2，输出电流仅在时间段t4t3内流经电源V1。整个周期为T=t4。谐振电路为Lr2Cr。谐振角频率为：(15)特征阻抗为：(16)谐振电流（交流分量）为：(17)考虑到直流分量，电流峰值为：(18)3.1时间间隔0t1t=0时开关S2导通，电容Cr上的电压等于电源电压V1。电感电流iLr2以斜率V1/Lr1线性增加，但始终比负载恒定电流IL小。因此谐振电容Cr上

10、无电流流过。当t=t1时，电感电流等于负载恒定电流IL，则t1为：(19)相应的位移角为：(20)3.2时间间隔t1t2在此时间段内，电流流过谐振电容Cr,电路Lr2Cr谐振，电流波形为一正弦函数曲线。当过峰值点后，电流下降至IL。如果变换器工作在准谐振状态，则在t=t2时电流下降到0，开关S2关断。这一时间长度为：(21)同时，电容上Cr的电压也是一正弦函数。当t=t2时，电容上的电压vc相应的电压值Vco为：Vco=V1sin(/22)=V1cos2(22)3.3时间间隔t2t3由于开关S2关断，电容Cr上所充的电量将会通过负载电流IL释放。因为负载电流IL是一常数，所以电压vc在时间间隔

11、t2t3内，由Vco线性增大至源电压V1，则这一时间长度为：(23)3.4时间间隔t3t4由于续流二极管D1的存在，电容电压vc不能比源电压V1高。当t=t3时，负载电流不再流经Cr，而是流经D1。从这时起，负载电流流过主电感L，续流二极管D1，源电压V1和负载电压V2。这一阶段的时间长度（t4t3）取决于设计要求。若忽略功率损耗，且I2=IL，我们得出输出电流平均值I1为：(24)或(25)因此(26)导通占空比为：k=t2/t4(27)整个重复周期为：T=t4(28)则相应频率为：f=1/T(29)4模式C模式C是一零电流开关（ZCS）buckboost变换器，其等效电路、电流和电压的波形

12、图如图4所示。开关导通和关断周期可分为4个时间段0t1，t1t2，t2t3和t3t4。导通时间为kT=t2，此时输入电流流经开关S1和主电感L。输出电流仅在t4t3时间段内流经负载电压V2。整个周期为T=t4。谐振电路为Lr1Cr。谐振角频率为：(30)特征阻抗为：(31)图4模式C运行（a）等效电路（b）波形谐振电流（交流分量）为：(32)考虑到直流分量，电流峰值为：(33)4.1时间间隔0t1当t=0时开关S1导通，电容Cr上的电压等于负载电压V2。源电流以斜率（V1V2）/Lr1线性增加，但始终比负载恒定电流IL小，因此谐振电容Cr上无电流流过。当t=t1时，源电流等于负载恒定电流IL，

13、此时t1为：(34)相应的位移角为：(35)在t=0时开关S1导通之前，续流二极管D2导通。因此谐振电容Cr上的电压vC在这一阶段等于V2。4.2时间间隔t1t2在这一时间段，电流流过谐振电容Cr，电路Lr1Cr谐振，电流波形为一正弦函数曲线。当过峰值后，电流下降至IL，如果变换器工作在准谐振状态，则在t=t2时电流下降到零，开关S1关断。这一时间长度为：(36)同时，电容Cr上的电压也是一正弦函数。谐振振幅等于V1。当t=t2时，电容上的电压vc相应的电压值Vco为：Vco=V1V2V1sin(/21)=V1(1cos1)V2(37)4.3时间间隔t2t3由于开关S1关断，电容Cr上所充的电

14、量将会通过负载电流IL释放。因为负载电流IL是一常数，所以电压vc在时间间隔t2t3内由Vco线性减小，在t=t3时减小至|V2|，则这段时间长度为：(38)在这一时间段，续流二极管D2由于反向偏置，故不导通。4.4时间间隔t3t4当t=t3时，电容电压vc等于负载电压V2，这时续流二极管D2导通。当t=t3时，主电感上的电流不再流经电容Cr，而是流经V2。从这时起，负载电流续流流过主电感L，负载电压V2和续流二极管D2。这一阶段的时间长度（t4t3）取决于设计要求。若忽略功率损耗，且认为I2=IL，我们得出输入、输出电流平均值为：(39)(40)因此，(41)导通占空比为：k=t2/t4(4

15、2)整个开关周期为：T=t4(43)相应的频率为：f=1/T(44)5模式D模式D是一零电流开关（ZCS）buckboost变换器，其等效电路、电流和电压波形如图5所示。开关导通和关断周期可分为4个时间段0t1，t1t2，t2t3和t3t4，导通时间为kT=t2，输出电流仅在时间段（t4t3）内流经电源V1。整个周期为T=t4。谐振电路为Lr2Cr。谐振角频率为：(45)特征阻抗为：(46)谐振电流（交流分量）为：图5模式D运行（a）等效电路（b）波形(47)考虑到直流分量，电流峰值为：(48)5.1时间间隔0t1当t=0时开关S2导通，电容Cr上的电压等于电源电压V1。电感电流iLr2以斜率

16、（V1V2）/Lr2线性增加，但始终比负载恒定电流IL小。因此谐振电容Cr上无电流流过。当t=t1时，电感电流iLr2等于负载恒定电流IL，则t1为：(49)相应的位移角为：(50)5.2时间间隔t1t2在此时间段内，电流流过谐振电容Cr，电路Lr2Cr谐振，电流波形为一正弦函数曲线。当过峰值点后，电流下降至IL，如果变换器工作在准谐振状态，则在t=t2时电流下降到零，开关S2关断。这一时间长度为：(51)同时，电容Cr上的电压也是一正弦函数。当t=t2时，电容上的电压vc相应的电压值Vco为：Vco=（V1V2）V2sin(/22)=V1V2(1cos2)(52)5.3时间间隔t2t3由于开

17、关S2关断，电容Cr上所充的电量将会通过负载电流IL释放。因为负载电流IL是一常数，所以电压vc在时间间隔t2t3内由Vco线性增大至V1，则这段时间长度为：(53)5.4时间间隔t3t4由于续流二极管D1的存在，电容电压vc不能比源电压V1高。当t=t3时，主电感上的电流不再流经Cr，而是流经D1。从这时起，输出电流I1流过主电感L，续流二极管D1，源电压V1和负载电压V2。这一阶段的时间长度（t4t3）取决于设计要求。若忽略功率损耗，我们得出输出电流平均值I1为：(54)或(55)因此，(56)导通占空比为：k=t2/t4(57)整个重复周期为：T=t4(58)则相应频率为：f=1/T(59)6实测结果以1个±28V的直流电池做为负载、1个42V的直流电池做为电源来进行测试。测试条件为：V1=42V，V2=±28V，L=30H，Lr1=Lr2=1H，Cr=4F且体积为40（in）3。实测结果如表2所示。可见，其平均功率传输效率为96.3，且总的平均功率密度（PD）为17.1W/（in）3。经典变换器的功率密度通常小于5W/（in）3，因而本文所介绍的这种变换器的功率密度要高得多。由于开关频率较低（f<41kHz） 且 工 作 在 简 谐 状 态 ， 所 以 高 次 谐 波 分 量 很 小 。 通 过