北邮微波实验报告

1、北邮微波实验报告信息与通信工程学院电磁场与微波技术实验报告姓名班级学号班内序号李亚东2011211116201121046622实验二微带分支线匹配器实验目的1 .熟悉支节匹配器的匹配原理2 .了解微带线的工作原理和实际应用3 .掌握Smith图解法设计微带线匹配网络实验原理1 .支节匹配器支节匹配器是在主传输线上并联适当的电纳（或者串联适当的电抗），用附加的反射来抵消主传输线上原来的反射波，以达到匹配的目的。单支节匹配器：调谐时，主要有两个可调参量：距离d和分支线的长度匹配的基本思想是选择d9使其在距离负载d处向主线看去的导纳丫是匕+乃形式，即y=y0+jB,其中匕=i/z。并联开路或短路分

2、支线的作用是抵消y的电纳部分，使总电纳为？，实现匹配，因此，并联开路或短路分支线提供的电纳为-?,根据该电纳值确定并联开路或短路分支线的长度l,这样就达到匹配条件。双支节匹配器：通过增加一支节，改进了单支节匹配器需要调节支节位置的不足，只需调节两个分支线长度，就能够达到匹配（注意双支节匹配不是对任意负载阻抗都能匹配的，即存在一个不能得到匹配的禁区）。2 .微带线微带线是有介质?>1）和空气混合填充，基片上方是空气，导体带条和接地板之间是介质?可以近似等效为均匀介质填充的传输线，等效介质电常数为？?,介于1和？?之间，依赖于基片厚度H和导体宽度W。而微带线的特性阻抗与其等效介质电常数为?.

3、基片厚度H和导体宽度W有关。实验内容已知：输入阻抗Zin=75Q负载阻抗Zl=（64+j35）Q特性阻抗Z0=75Q介质基片er=2.55,H=1mm假定负载在2GHz时实现匹配，利用图解法设计微带线单支节和双支节匹配网络，假设双支节网络分支线与负载的距离d1=1/4入，两分支线之间的距离为d2=1/8入。画出几种可能的电路图并且比较输入端反射系数幅度从1.8GHz至2.2GHz的变化。实验步骤1 .根据已知计算出各参量，确定项目频率。2 .将归一化阻抗和负载阻抗所在位置分别标在smith圆上。3 .设计单枝节匹配网络，在图上确定分支线与负载的距离以及分支线的长度，根据给定的介质基片、特性阻抗

4、和频率用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。此处应该注意电长度和实际长度的联系。4 .画出原理图，在用微带线画出基本的原理图时，注意还要把衬底添加到图中，将各部分的参数填入。注意微带分支线处的不均匀性所引起的影响，选择适当的模型。5 .负载阻抗选择电阻和电感串联的形式，连接各端口，完成原理图，并且将项目的频率改为1.82.2GHz。6 .添加矩形图，添加测量，点击分析，测量输入端的反射系数幅值。7 .同理设计双枝节匹配网络，重复上面的步骤。仿真调测单支节1 .根据已知计算出各参量。写入OutputEquations。zl为归一化负载阻抗；zin为归一化输入阻抗；Tl为负载处反射系数；Tin为

5、输入端反射系数；b为以0.01为步长扫描02*PI;R为阻抗处等反射系数圆；Rp为匹配圆；Rj为大圆。ZL*4铲3520=75-zl=ZL/Z0：三色-沙十)：工4,5zin=Zin/Z0.Tin=Czin-iy(7in+1)；bsteppedfOPIjO.OI)：R=TPexp(i)：.Rjwxp炉b)Rp=05*exp(|*b)-052 .将归一化阻抗和负载阻抗所在位置分别标在smith圆上Graph 153.43g 100001b-0.536693s； 98.48ig 7.99609e-006b -0.5300681.626g 0.904885b -0.494663314 8 g 3,6

6、253 b -1238,85283.2g 1.00152b 0.52994Swp Min1图表1以实部虚部方式显示Graph 1EEqn W-A三”53.43Mag 0.2592Ang 105 Deg98.48Mag 1Ang 55.85 Deg |1.626Mag 0.2559Ang 93.67 Deg314.8Mag 1Ang 179.9 Deg283.2Mag 0.256Ang -105 Deg图表2以幅度角度方式显示绘制步骤：将归一化输入阻抗和负载阻抗所在位置标在导纳圆图上从负载阻抗处沿等反射系数圆向源旋转，交匹配圆一点，由此确定单支节传输线阻抗为-0.531245*j,取此经历的电长

7、度为分支线与d=198.81*在导纳圆图上标出该点位置，从开路点出发向源方向旋转到标识位置，取此经历的电长度为分支线的长度1=303.93*半波长3 .设计单枝节匹配网络，在图上确定分支线与负载的距离以及分支线的长度，根据给定的介质基片、特性阻抗和频率用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。4 .画出原理图。注意微带分支线处的不均匀性所引起的影响，选择适当的模型。调谐后的电路图为：5.添加矩形图，添加测量，测量输入端的反射 系数幅值。,1M1IN ' PORT 出=下 L1 F=1 W=D.CJ mm1=75 Ohm L=0, F mmID=TL2W=1 <137 mmL=2B.

8、49 mm, , IND - p 1 1 " , 1 1 1D<I .L=278nH .Frequency (GHz)MT到“1口=”4M_EF'D-TL3 '''W=1,O7 mmLJ.36mr 1唯 UrR14W4 jhmMSUB E匐55- H=l- mmT41,DO1 mmRhu=|. - - TM=C - E<Noni=12.9Karr e-SU B1DBOSttW *Sctiematic 1双支节1 .根据已知计算出各参量。写入OutputEquations。ZI=64+/35Z0=75zl=ZI/Z0't=(zl-1)

9、7(zl+1)Zin=75zin=Zin/Z0Tin=(zin-1)/(zin+1)|b=stepped(0'2*_PIT0.01)R=T*exp(j*b)Rj=exp(j*b)TI=T*exp(j*_PI)Rp=0.5*exp(j*b)-0.5Rf=0；5*exp(j*b)-0；5*j1p=0.854Rd=(17(1+p)j*exp(j*b)-p/(1+p)2 .画出Smith原图DoubleEcn165.8 g 1.00002 b-2.16093315.8 g 0.850685 b 0.465024401.7g 3.20634e-005b 2.1662628.9 g 0.90034

10、3 b -0.492481Swp Max629431 5 g 2.06894e-0 b 1.52049323.8 g 0.835605 b 1.98638165.8Mag 0.7339Swp MaxG29Double4017Mag 1Ang -86 3 DegAng -130.4 Deg 工323,8Mag 07369Ang -132.5 Deg M-5Ang137.2628.9Mag0.256Ang93.09Deg315.8Mag0,256Tvrag1Ang-113.3Deg绘图步骤：根据两枝节间隔长度为1/8波长，绘出辅助圆位置在图中标出负载处位置，沿等反射系数圆向源方向旋转180度，该点

11、为y1'点从y1'点沿等电导圆旋转，交辅助圆于yl点,通过yl点导纳值减去yl'点导纳值得到第一在图中标出该阻抗值点，从开路点向源方向旋转到标出的阻抗值点，经过的电长度为第一枝节的长度从y1点沿等反射系数圆向源方向旋转，交匹配圆于y2点，1-y2的阻抗值为第二枝节的阻抗值，在图中标出该阻抗点，从开路点向源方向旋转到该点，经过的电长度为第二枝节的长度3.画出原理图。调谐后的原理图为:得到调谐后矩形图:实验三微带多节阻抗变阻器实验目的1 .掌握微带多节阻抗变阻器的工作原理2 .掌握微带多节阻抗变阻器的设计和仿真实验原理变阻器是一种阻抗变换元件，它可以接于不同数值的电源内阻和

12、负载电阻之间，将两者起一相互变换作用获得匹配，以保证最大功率的功率：此外，在微带电路中，将两不同特性阻抗的微带线连接在一起时为了避免线间反射，也应在两者之间加变阻器。单节入/4变阻器是一种简单而有用的电路，其缺点是频带太窄。为了获得较宽的频带，常采用多节阻抗变换器。如下图所示，多节变阻器的每节电长度均为0;Z0，Zi，Z2，乙为各节的特性阻抗，"为负载阻抗，并假设Zn+1>Zn,Z2>Z1,Z1>Z0O反射系数r2P其中pi=zi/zi-1ri=(pi-1)/(pi-i+1)在上图中，变阻器的阻抗由Z0变至ijZn+1,对Z0归一化，即由z0=0变至ijzn+1=R

13、,R即为阻抗变换比。其中p1,p2pn+1为相邻两传输线段连接处的驻波比。根据微波技术的基本原理，其值等于大的特性阻抗对小的特性阻抗之比。r1,T2,rn+1则为连接处的反射系数，为了使设计简单，往往取多节变阻器具有对称结构，即使变阻器前后对称位置跳变点的反射系数相等，r1=rn+1,T2=rn。定义下列公式为变阻器的相对带宽和中心波长：fo(flfz)/2D(f2fi)/2其中f1和f2分别为频带边界的传输线波长，f0为传输线中心波长，D为相对带宽。实验内容设计仿真等波纹型微带多节变阻器。给定指标：在2GHZ-6GHZJ频率范围内，阻抗从50欧变为10欧，驻波比不应超过1.15,介质基片H=

14、1mm在此频率范围内色散效应可忽略。实验步骤(1) .对于纯电阻负载，根据已知条件，算出单节和多节传输线的特性阻抗、相对带宽(2) .根据各节特性阻抗，利用TXLine计算相应的微带线的长度和宽度。每段变阻器的长度为四分之一波长(在中心频率)，即？?/4。(3) .对于复数负载?,根据负载阻抗?、特性阻抗？，计算归一化负载阻抗和反射系数，将负载反射系数标注在Smith圆图上，从负载点沿等驻波系数圆向源方向旋转，与Smith圆图左、右半实轴交点，旋转过的电长度？?、？，计算变换器的特性阻抗。(4) .根据传输线的特性阻抗，利用TXLine计算相应微带线的长度及宽度，以及对应电长度?、?的微带线长

15、度。(5) .设计并完成原理图。(6) .添加并测试Rectangular图。(7) .调谐电路元件参数，使反射系数幅值在中心频率3GHz处最低。(8) .对于纯电阻负载，上述指标不变，采用3节切比雪夫变阻器重新设计上述阻抗变换器。五、实验仿真1 .单节变换器(1) .利用式(1)算得Z1=86.603Q,禾I用TXLine计算各微带线参数，如下表：微带线Z0Z1可调RLImpedance()5086.603150Frequency(GHz)333ElectricalLength(deg)909090PhysicalWidth(mm)1.89860.628010.10292PhysicalLe

16、ngth(mm)13.25413.8314.314(2).调谐后的原理图:minC-TttWC323,EL-13.33mnrMSUB-MsVnr一二0R21MGSJEzev?8Xar-45JS1R-P2MtIN,IC-7L2IE-TL3，D-TL5W-01O2«sLT431*rr>Z-5JOhmL-13.25nvPOST.Ohe2. 2支节变换器(1) .利用式(4)算得乙=65.804Q,Z2=113.9759利用TXLine计算各微带线参数,如下表：微带线Z0Z1可调Z2可调RLImpedance()5065.804113.975150Frequency(GHz)3333E

17、lectricalLength(deg)90909090PhysicalWidth(mm)1.89861.15230.286860.10292PhysicalLength(mm)13.25413.54714.10314.314(2) .调谐后的原理图:p ' ' 3 * s ' IlLIH p , , FORT 旧.1"心-NaM fflR M $TE pfZ-5& CH*ffl - 513：州 ©-TLd -)NLIFI ' 4C-TL1 -1 1 “ fflMgTf p$ L-125 fflfl IO -TL-5W»D

18、?049 ntm*M5T'PP|' it-ne|'*IE '，- MTU，口 1 GM mm- IL-M 31 加 Eli sue- 1 ffl-mPOfiT1'PiIZ»IBI1位T-。J02mrQht«1.TQrbd.Q-*<*!2-I20ht*6Ufli微带线Z0Z1可调Z2可调Z3可调RLImpedance()5057.36086.603130.753150Frequency(GHz)33333ElectricalLength(deg)9090909090PhysicalWidth(mm)1.89861.49460.62

19、8010.178220.10292PhysicalLength13.25413.413.8314.21614.314(mm)(2).调谐后的原理图:4.切比雪夫(Chebyshev)阻抗变换器(1) .利用式(5),算得R=150/50=3;式(6),算得？?=1+0.1id=1.222,取？?=1。参照课本附录6给出的切比雪夫阻抗变换器的设计表格，易知:归一化的?=1.24988,?2?=，？=?=?=3/1.24988,WJ实际阻抗为？=?=62.494?=?=86.603?=?=120.012?(2) .利用TXLine计算各微带线参数，如下表:微带线Z0Z1可调Z2可调Z3可调RLIm

20、pedance()5062.49486.603120.012150Frequency(GHz)33333ElectricalLength(deg)9090909090PhysicalWidth(mm)1.89861.27420.628010.241730.10292PhysicalLength13.25413.49213.8314.21614.314(mm)”1“ QE“TER iD-TLT.m I-TlJr. 8 p m, idtLH ' ' p/ ORTl£?二 lhL4。"二W一1电而电Z-SO O,m -L-T3 5 im na wiih- .S-T

21、LiMBTSF1D-Le(3) .调谐后的原理图:旧»£fat"-H-=1Eil-Tf"Tan3=3£.(Nnm>-11B庄ei-tLJEI1, 2t 3节二项式和3节切比雪夫变阻器比较调谐后的S参数(与3支节画在一起，可以比较)：050.40.30201012345Frequency(GHi)可以看出：多级变换器比单节变换器能够提供更宽的有效带宽，且节数越多，带宽越宽。切比雪夫变换器比二项式变换器的带宽有明显增加，但是二项式带内平坦度较好。5.波节点、波腹点(1).计算归一化负载阻抗和反射系数，将负载反射系数标注在Smith圆图上，在S

22、mith圆图上标出波节点和波腹点，分别以实部虚部、幅度角度方式显示：波节点：电长度？?=(180°-33.69)°/2=73.155，驻波比？=i+i?ii-i?=2.333,?=?/1/?=32.735?波腹点：电长度？=(360°-33.69°)/2=163.155；驻波比?=1+|?|1-|?=2.333)?=?V?=76.371?(2).利用TXLine计算各微带线参数，如下表:节点节点波腹点波微带线Z0可Z1调Z1可调Z0Impedance()32.7355076.37150Frequency(GHz)3333ElectricalLength(

23、deg)9073.155(Ln)90163.155(Lm)PhysicalWidth(mm)3.62691.8990.84331.8986PhysicalLength(mm)12.8310.7413.70524.027(3).调谐后的波节点、波腹点原理图:pa阳丁调谐后的S参数:mmplexLoadMLIM ID=TL1- -，-W= t fl«i mm - L,* O J.CAR .JEW .已-1 F7H =F，.CAR ，-. |D=C1pF|S|11| complexLoad2RES - ID=R1. . R.=35 O hftiML IN - 8 -Wb 11髓q min

24、lit. 74 mmEDHI . aMSTFPJID = TL4MSUE Ef-* s-1 mir? T«o OD J mw-:R-h S= t ，- -T-4-JZaTN *Scp-i=E_B +Ogciigekj二一- U3W-E F= d B-|S1J| complexLoadMLm '-PORT ' '1 "口金L , Pal 例f l修臂加nz=59 Ohm -L=1A.74 mmMLffl '''id= rt2- W7 中 E M5TFPSL=12.63. nm - ID=TL5 -fan. inIDuTLS1匚

25、ITB号 Fe -MSTE PiSHQlERiI AT，Miu”TmmTI T ! i - r -im- - (3STEFSL-13 31 mm IO*IL B Tsfl 口。1mmRJiO=1 -T«Ad±O 1 ErNomslg 9 1 - - 1Na.rke=SU&1-:z. yy LMaq0.4006Ang179.5DegMag0.4006Ang0.1144DegSwpMin1复数负载的单节阻抗变换SwpMax6292.096Mag0.4006Ang-33.06Deg实验六功率分配器实验目的1 .掌握功率分配器的工作原理和分析方法；2 .掌握微带线功率分配器

26、的设计和仿真。实验原理功分器是一种功率分配元件，它是将输入功率分成相等或不相等的几路功率，当然也可以将几路功率合成，而成为功率合成元件。在电路中常用到微带功分器，其基本原理和设计公式如下：图表1二路功分器图1是二路功分器的原理图。图中输入线的特性组抗为Z0,两路分支线的特性阻抗分别为Z02和Z03,线长为J4,J"为中心频率时的带内波长。图中R2，R为负载阻抗，R为隔离阻抗。对功分器的要求是：两输出口2和3的功率按一定比例分配，并且两口之间相互隔离，当两口接匹配负载时，1口无反射。下面根据上述要求，确定Z02,Z03R2，R3及R的计算公式。设2口、3口的输出功率分别为，对应的电压为

27、.根据对功分器的要求，则有：P3=K2P2|V3|2/R3=K2|V2|2/R2式中K为比例系数。为了使在正常工作时，隔离电阻R上不流过电流，则应V3=V2于是得R2=K2R3若取R=KZ则R=Z0/K因为分支线长为人eo/4,故在1口处的输入阻抗为：2一Zin2=Z32/R22,_Zin3=Z)3/R3为使1口无反射，则两分支线在1处的总输入阻抗应等于引出线的Z0,即Y0=1/Zo=R/Z022+R/Z032若电路无损耗，则|V1|2/Zin3=kV1|2/Zin2式中V1为1口处的电压所以Zn=&3Z02=Z0（1+K2）/K30.5z03=zo（i+k2）k0.5下面确定隔离电阻

28、R的计算式。跨接在端口2、3间的电阻R,是为了得到2、3口之间互相隔离得作用。当信号1口输入，2、3口接负载电阻时，2、3两口等电位，故电阻R没有电流流过，相当于R不起作用；而当2口或3口得外接负载不等于R2或R3时，负载有反射，这时为使2、3两端口彼此隔离，R必有确定的值，经计算R=Z（1+K2）/K图1中两路线带之间的距离不宜过大，一般取23带条宽度。这样可使跨接在两带线之间的寄生效应尽量减小。实验内容设计仿真一个两路微带功分器。已知：端口特性阻抗：？?=50?，功分比：？2=1.5，介质基片：？?=4.6,?=1?导体厚度？远小于介质基片厚度？2指标如下：当中心频率2GHz,相对带宽为2

29、0%时，（1）两端输出的功分比（加给卜）为1.4951.505（即两端口的传输功率|?|和|?|相差10?溶9510?:505,也即?两输出端口的隔离度(20?)不小于25dB。实验步骤(1),根据已知条件利用上述公式计算各电阻及阻抗值。(2) .利用TXLine计算相应微带线的长度及宽度。建立一个新项目，选择单位和项目频率1.82.2GHz。(3) .输入原理图，根据微带线的不均匀性，选择适当模型。注意：用两段微带线与电阻R的两端相连接，微带线的阻抗特性与R一致，其宽度由R决定，长度可以调节。(4) .添加测量，测量输入端口到两个输出端口的传输系数以及隔离度。(5) .仿真分析。(6) .调

30、谐元件参数实验仿真1 .功分比？?=?(1) .按照指标要求用公式计算各阻抗值uIItltBIaZ0=50!(,wrwrawk=1,5A0,5R2=k*Z0II-LAI.4BHR3=Z0/k203:20*1+妙2小3/05Z02=Z0*(1>kA2rk/0.5一sb-rsnR=Z0X1+kA2>k204二吟”。一5saiiaaibZ05=(R3"200.5a,ivZ0=50计算结果：？?=61.237?=40.825?=87.491?=58.327?2102.062?=55.334?=45.180?(2) .再由TXLine算得其对应的微带线参数。?=87.491 ?W=

31、0.60617mmL=20.83mm?=58.327?W=1.4371mm,L=20,213mm与TXUN:2001McrestripMicioitrip|SbiplneCPW|CPWGroundRoundCoaxialSloUrieCcnoladMSLineCoupledGhipfaeDielectric GaAsDielectric Consent CwndudorConduct2 如UI !Loss T aftgert|noori5Ph强ic用 CFuractefishcEleclrical Chaacteiisti:sPf-ipsicdl LewthlLMd 出 PMHaghl HTh

32、ckress IJ?2102.062?W=0,40064mm,L=21,033mm中TXUNE2Q01-McrostripMiciostnptripbne|CPVCFvGicundRoundCcawialSlotlrieCoupledMSLineCopiedStripfricDielectric |GaAiwDielectric Constant|«Material ParanetersLcwa T mperi|0.0005CorduciorShs匚扁uutMa14E7SM 0V为EleclncalLharactefi$tn:$PhjisicaCrwraelefistcImpedan

33、ce|l%0GQhrnsFHsicULewtlML121.033mn二JFiequertCjj|2|GHt_*_WidthPMO4008?mn_v_EkccricdLcnh回由二1|H*H|1|.J|PropagatonConslant|4279de必二ThicknessIJI|uz.三ffecliveDie.Cm$t,13.1743Lossh.5912cE/m?=55.334?W=1.5804mm,L=20.13mmSlotfrie Coupled MS Line CciLpledStripfci&9TXUN：2C01-MtrostripMieiOitnpStripkieCPWCPw

34、GroundRoundCoaKialDielectricGaAs Cwndudor 5 现 erDielectric Consent |4 三Corxiuctivity 面皈?15M,Material Paraneters-|nocri5Loss T aftgertImpedance 155334lohrts ，F地quevyj J?Si3Ekdiicd Length |90回 TPropagacon Conslant 14471| dteg/rnEffeclive D id. Const. |3.4656Loss 10131421|dE/mEleclrical Chaacteiisti:sP

35、li强ic用 CFuractefishcPf-ipsicdl LendUML 20.13Width PM 1 5BO4Height (H Fthickriess (IJ I?=45,180?W=2.2223mm,L=19,818mm中 TXLINE 2001 - M crostripMiciostnptripbne|CPVCFvGicundRoundCcawialSlotlrieCoupledMSLineCopiedStripfricMaterial ParanetersCorduclor Si?ei匚。Hucti拗T14E7Impedance14518口h-FHsi困L甲口thL19S1S|

36、mnzjFieqiLjncjjk旧T二WHthPM22223|mmEkEiGdLength困|如二Hdghl(H)1|mnPropagatonConslant|4C41.3|deg/m二rhickriesslJIElsdricalCharacteristicsEffectiveDie.Const.3.5756Phsica CharsciwistcLossO.0666S?= 50 ?W=1.8825mm , L=19.972mm" TXUNE 2001 M crestripMicioitrip | Sbiplne CPW | CPW Ground Round Coaxial SloUr

37、ie Ccnolad MS Line Coupled GhipfaeDielectricGaAs Cwndudor 5 现 er二Dielectric Consent |4 三Corxiuctivity 面皈?15MMaterial Paraneters-Lcrew T angert|01005Elecljical ChactcHstii：5ImpedanceF 地 qg*tyElcctricd LengthPropagacon ConslantEffective Did Conti|o 二I|2国即zl14m6.2|deg/m"就5| QL84R2|dBAn TPli强ic用 CF

38、uractefishcPf-ipsicdl LendUML 19.372Width PM 1Height (H Fthickriess (IJ I(3) .先设计TL1,TL4,TL11,TL2,TL5:TL1,TL4,TL11应该与？匹配：W=1.8825mm,L=19.972mmTL2为？2?:W=2.2223mm,L=19.818mmTL5为？2?:W=2.2223mm,L=19.818mm(4) .以下设计TL3,TL6,TL9,TL10:TL3力口上TL9为？?,所以W3=W9=0.60617mm)L3+L9=LZ02=20.83mmTL4力口上TL10为？，所以W4=Wl0=l.4

39、371mm,L6+L10=LZ03=20.213mm又因为两路带线之间的距离不宜过大，一般取24带条宽度(对应特征阻抗？?，？?较宽的带条宽度，这里带条宽度为W5=2.2223mm),且宽度相等(即L3=L6),设电阻的长度为3mm。(5) .以下设计TL7,TL8:因为TL7和TL8的宽度要与？?=?匹配(即W7=W8=WR八并且电阻R的长度加TL7、TL8的长度之和等于TL9,TL10长度之和，即R+L7+L8=L3+L6。(6) .由于图中变量很多，且相互约束，为了减少调谐时的麻烦，采用全局变量的方法，全局变量申明为：设L3=L6=X,L7=Y1,L8=Y2,L9=a,L10=boX=17,96IPIIIFIPIHa=20.83-Xb=20,213-XIFaInilFS4Y1=0.6488：La,ILUIliSJY2=a+b-Y1-3IhBIfe4Ihd-i(7) .调谐后的各参数：TL9:W9=0.60617mm)L9=2.87mm;TL10: W10= 1.4371mm,L10=2.253mm ;TL3:W3=0.60617mm,L3=17.96mm;TL6:W