LTE 中的OFDMA技术

1、LTE 中的OFDMA技术摘 要：LTE多址技术与WCDMA中的多址技术不同。在LTE系统中，下行链路多址技术建立在正交频分复用多址（OFDMA）的基础上，而上行链路多址技术则是基于单载波频分多址（SC- FDMA）技术的。文章分析了OFDMA实现过程，描述了OFDMA发射机和接收机结与原理，讨论了OFDMA的优势与挑战。关键词：长期演进（LTE ）；正交频分复用多址（OFDMA ）；快速傅立叶变换（FFT）； WCDMA为了解决可能由保护频段需求带来的效率低下问题，我们在选择系统参数时，通常使得不同传输之间是正交的，且在生成子载波时，确保子载波之间不会相互干扰，但在频域内子载波的频谱之间又是

2、重叠的。这就是采用正交频分复用多址（OFDMA）技术达到的效果。采用这种技术时，子载波的每个中心频率是从频域中的不同集合中选取的，且邻近子载波在理想子载波采样点处的值为0，如图1所示 对于LTE来说， Release 8标准将子载波的固定频差规定为15 kHz（在后续标准版本中，当LTE与诸如移动电视等广播应用进行互联时，也可支持7.5 kHz的固定频差）。图1 保持子载波之间的正交性1 OFDMA实现过程OFDMA系统的实际实现建立在数字技术的基础上，更确切地说，是通过采用离散傅立叶变换（DFT ）和反向傅立叶变换（IDFT），来实现时域和频域表达式之间的转换。输入正弦波通过快速傅立叶变换（

3、FFT ）模块处理后的信号结果如图2所示。图2 针对不同输入的FFT运算结果在实际实现过程中，通常采用快速傅立叶变换（FFT）。FFT运算将信号表达式从时域变换到频域。反向快速傅立叶变换（IFFT）则将信号表达式从频域变换到时域。对于正弦波来说， FFT运算的输出结果是在相应的频率点处出现峰值，而在其他频率点处为零值。如果输入为方波，则频域输出将在多个频率点处出现峰值，这样在进行FFT运算时，方波中就包含了多个频率。若将脉冲作为FFT的输入，则运算输出结果将在所有频率点处出现峰值。由于方波具有规则间隔T，因而在代表波形基频的频率点1/T处，出现较大的峰值；在基频的奇次谐波处，将出现较小的峰值。

4、假定数字信号处理方面的典型要求，如最小采样率和字长（数值）都能得到满足的话，则FTT运算可以反复进行，且不会丢失任何原始信息。随着长度的不断增加， FFT实现问题已经研究得比较深入，提出了多种优化算法 因此，对于LTE来说， FFT的长度将是2的整次幂，如512 1024等。从实现的角度来看， FFT的长度最好是1024，即使输出只使用600，然后尽量将另一个FFT长度在600 1024之间选择。2 OFDMA发射机和接收机在任意OFDMA系统中，发射机采用的都是窄带互相正交的子载波。在LTE中，无论传输总带宽是多少，典型的子载波间隔均为15kHz。不同的子载波保持正交，因为在一个子载波的采样

5、时刻，其他子载波为零值 OFDMA系统的发射机使用IFFT块来生成信号 数据源通过串/并转换到达IFFT模块。IFFT模块的输入与代表特定子载波（或时域信号的特定频率分量）的输入相对应，且该输入的调制与其他子载波相互独立。IFFT模块后是循环扩展（循环前缀）模块，如图3所示。图3 OFDMA发射机和接收机添加循环扩展的动机是避免符号间干扰。当发射机添加的一个循环扩展要长于信道冲激响应时，接收机就会忽略（移除）这个循环扩展，因而可以消除前一个符号的影响。循环前缀的添加可以通过拷贝符号末端部分内容，并将其添加到符号的起始部分来完成，如图4所示。循环扩展在使用时，最好是仅作为传输过程（保护间隔）中的

6、一次暂停，使得OFDM符号看起来像是周期性进行传输的 假定循环扩展足够长，当OFDMA符号由循环扩展的存在而显现出周期性传输特征时，信道的影响就等于乘以一个标量。信号的周期性特征也考虑到离散傅立叶频谱需要支持在接收端和发送端分别支持离散傅立叶变换（DFT ）和反向离散傅立叶变换（IDFT ）。图4 OFDMA符号保护间隔的生成保护间隔通常设置为长于系统运行环境的时延扩展。除了信道时延扩展之外，在设计保护间隔时，还需要考虑发射机和接收机过滤的影响。OFDMA接收机将OFDMA信号经过看作是通过一个FIR（有限冲激响应）滤波器，不需要将每个频率分量单独分开。因此，与信道时延扩展类似，应用于发送端和

7、接收端信号的滤波器长度也使得整体滤波影响要长于时延扩展的影响。由于接收机对符号间干扰不做任何处理，因而它仍然需要处理每个子载波造成的信道影响，这些子载波经历了与频率相关的相位和幅度变化。通过将部分符号作为已知参考或导频符号，使得信道估计变得简单易行。将这些符号放置在时域和频域中的适当位置，接收机能够根据时域和频域参考符号网格 ，将信道的影响添加到不同子载波上 图5给出了一个实例。图5 OFDMA子载波和符号上的参考符号扩展接收机解决方案的一种代表类型是频域均衡器，它基本上能够抵消每个子载波所带来的信道影响。在OFDMA中，频域均衡器只是根据信道的频率响应的估计值（每个子载波经历的相位和幅度调整

8、），简单地将每个子载波（具有复值倍数）进行相乘。与WCDMA相比，这是一种更为简单的运算方法，它与信道长度（多径长度单位为码片）无关，而WCDMA均衡器与信道长度有关。对于WCDMA来说，挑战信息也会增加码片率（当前的码片率为3.84Mcps），分离出来的多径分量数目将会增加（取决于环境），导致所需的RAKE耙指增多，均衡器的复杂性大大提高。在WCDMA中，下行链路的信道估计通常基于通用导频信道（CPICH）和专用信道（DCH）上的导频符号，导频符号传输时一般在整个传输带宽上进行扩展，不同蜂窝由不同的扩展码分隔开来。与OFDMA系统一样， WCDMA系统中的扩展功能是不可用的，必须采用其他方法

9、来将蜂窝之间或不同天线之间的参考符号分离开来。在多天线传输中，导频信号具有不同的位置。一条天线的导频符号所使用的特殊位置对于同一蜂窝中的其他天线来说是不可用的。在不同蜂窝之间，这种空闲位置不可用，但可以使用不同的导频符号模式和符号位置。OFDMA接收机还应具有时域和频域同步功能同步支持正确帧和OFDMA符号定时信息的获取，这样接收信号的正确部分被丢弃（循环前缀去除）。通常，可以通过将已知数据采样（如可以基于参考符号）与实际接收数据进行相关运算，来实现时间同步。在进行频率同步时，需要对发射机和接收机之间的频移进行估计，对设备和基站之间的频移进行精确估计，这样可以对发射机和接收机端的影响进行补偿。

10、由于设备振荡器的精度不如基站振荡器精确（价格昂贵），因而设备锁定在从基站获取的频率上。即使理论上OFDMA传输具有良好的频谱特性，但由于实际发射机的非理想化（如发射机中的边带削波），将导致频谱产生部分扩展。因此，实际的OFDMA发射机需要具有与WCDMA脉冲整形滤波类似的滤波功能。在许多文献中，这种滤波功能通常指的是加窗 发射机的实例如图6所示。图6 OFDMA发射机通过加窗形成频谱模板的过程基站发射机采用OFDMA技术的一个重要原因是在频域内可以将用户分配给任意子载波。对于HSDPA调度器操作来说，这是一个附加元素，此时分配仅在时域和码域中进行，但经常会占用全部带宽。将不同子载波分配给用户的

11、概率，使得调度器能够从频域分集中受益，这种分集主要是由于系统带宽的不同部分存在着瞬时干扰和衰落差而导致的 实际的局限性表现在因开销增大导致信令解析存在问题。开销增大的原因在于分配是基于资源块完成的，而不是基于每个子载波，每个资源块包含12个子载波，这样导致最低带宽分配应当是180 kHz。当时域每次分配的周期为1ms时，下行链路传输资源分配就意味着在1ms分配周期内，在资源池中填充了180kHz码块，如图7所示。图7 LTE中的OFDMA资源分配需要注意的是，规范中的资源块指的是0.5ms时隙，而资源分配则是在时域1ms分配周期内完成的。频域内动态分配资源的元素通常是频域调度或频域分集。理想情

12、况下，如果子载波能够无条件地适应信道，则不同子载波具有不同的调制方法。由于实际原因，无论是获取间隔为15kHz的子载波反馈，还是发送在单个子载波上应用的调制信息，效率都非常低 因此，对于资源块来说，诸如调制等参数都是固定的。频域内的OFDMA传输是由若干个并行子载波构成的，它们在时域内对应于多个具有不同频率的正弦波，这些频率以每次15kHz的速率来填充系统带宽。与一次（在时域内）仅发送一个符号的标准QAM调制器相比， OFDMA的信号包络非常健壮，如图8所示。正弦波的瞬间和服从不同振幅峰值的高斯分布。图8 OFDMA信号包络特性这对功率放大器设计提出了挑战，因为在蜂窝系统中，人们应当最大限度地

13、提高功率放大器效率，以实现最小功耗。与正常单载波信号相比，图9给出了包络变化范围大的信号（如图8时域中的OFDMA信号）要求放大器使用额外的回退功能。图9 针对不同输入的波形的功率放大器回退要求通过使用额外的功率回退功能，使放大器始终工作于线性区域，以防止输出信号和频谱屏蔽出现问题。但使用额外的功率回退功能会降低放大器功率效率或输出功率。在固定应用中后者问题不大，因为用户设备具有较大容量，且可以与电源相连，但对于依靠自带电池工作的小型移动设备则面临着诸多挑战。这就是3GPP决定在下行链路方向采用OFDMA技术，而在上行链路方向使用功率高效的SC- FDMA技术的主要原因 从研究成果来看，目前已

14、经提出了多种方法来降低峰均比（PAR），但更有意义的（尤其是对于功率放大器来说）是立方量度（CM），在3GPP中引入立方量度主要是更好地描述放大器的影响。OFDMA系统对于频率误差比较敏感 在不显著影响子载波正交性的前提下，15kHz的子载波间距有利于提高LTE系统对实现误差效应和多普勒效应的容限。对于纯广播载波（专用载波）来说，3GPP规定也可以选择使用7.5kHz子载波间距，但LTE Release 8并未对纯广播载波的完全支持做出规定。Release 8中36.2系列规范对7.5kHz子载波间距情况下物理层的工作原理进行了规定，详细信息（尤其是对于高层操作）在Release 8后发布的规

15、范中进行规定。3 结论正如SC- FDMA在上行链路方向部分使用了OFDMA原理，以实现高频谱效率一样， LTE多址技术的上行链路部分采用了OFDMA原理。在LTE和其他系统中引入OFDMA技术的全部动机是因为该技术具有如下特性：在频率选择性衰落信道中具有良好的性能；基带接收机复杂性低；较好的频谱特性和较强的多带宽处理能力；链路自适应和频域调度能力；能够与其他接收机和天线技术兼容。这些优点只能随着无线接入网架构不断发展而逐渐实现，在基站（对于WCDMA来说， 3GPP术语中称为NodeB ）中进行无线相关控制设置 随着系统带宽越来越大（超过5MHz ），接收机复杂性成为一个急需解决的问题。OFDMA技术也面临着一些挑战，包括：（1）对频移的容限问题 在进行LTE设计时，这个问题可以通过选择间距为15kHz的子载波来解决，由于速率和实现方面存在着缺陷，该子载波对于多普勒频移具有较大的容限。（2）传输信号的峰均比（PAR）较高，它要求发射机具有较好的线性 线性放大器的功率转换效率较低，因而对于移动上行