轻载下的正激同步整流变换器分析

1、轻载下的正激同步整流变换器分析摘要：实现了一种全集成可变带宽中频宽带低通滤波器，讨论分析了跨导放大器-电容(OTAC)连续时间型滤波器的结构、设计和具体实现，使用外部可编程电路对所设计滤波器带宽进行控制，并利用ADS软件进行电路设计和仿真验证。仿真结果表明，该滤波器带宽的可调范围为126 MHz，阻带抑制率大于35 dB，带内波纹小于05 dB，采用18 V电源，TSMC 018m CMOS工艺库仿真，功耗小于21 mW，频响曲线接近理想状态。关键词：Butte摘要：同步整流技术的广泛应用促进了低电压大电流技术的发展，但是，使用同步整流技术会造成开关电源在轻载情况下的低效率问题。以正激式同步整

2、流变换器为例，从电感电流连续和断续两种状态，分析了轻载工况下的工作情况。关键词：同步整流；CCM；DCM；环路电流；振铃O 引言 随着计算机、通讯和网络技术的迅猛发展，低压大电流DC/DC变换器成为目前一个重要的研究课题。传统的二极管或肖特基二极管整流方式，由于正向导通压降大，整流损耗成为变换器的主要损耗。功率MOSFET导通电阻低、开关时间短、输入阻抗高，成为低压大电流功率变换器首选的整流器件。根据MOSFET的控制特点，应运而生了同步整流(Synchronous rectification，SR)这一新型的整流技术。1 同步整流正激变换器图l给出的是一种电压自驱动同步整流正激变换器，图l中

3、两个与变压器耦合的分离辅助绕组N4、N5用来分别驱动两个同步整流管S201、S202。当主开关管导通时，变压器副边绕组上正下负，S201栅极电压为高，导通整流；主开关管截止时，副边绕组下正上负，续流S202栅极为高，导通续流。 正激变换器中，同步整流S201的运行情况与变压器磁复位方式有关。如果采用如图1所示的辅助绕组复位电路，在复位结束过程之后，变压器电压保持为零的死区时间内，输出电流流经续流同步整流管S202，但是S202栅极无驱动电压，所以输出电流必须流经S202的体二极管。M0SFET体二极管的正向导通电压高，反向恢复特性差，导通损耗非常大，这就使采用MOSFET整流的优势大打折扣，为

4、了解决这一问题，较为简单的做法是在S202的漏极和源极之间并联一个肖特基二极管D201，在S202截止的时间内，代替S202的体二极管续流，这一方法增加的元件不多，线路简单，也很实用。 为了优化驱动波形，可以采用分离的辅助绕组来分别驱动两个同步整流管，比起传统的副边绕组直接驱动的同步整流变换器来说，这种驱动方式无工作电流通过驱动绕组，因此不需要建立输出电流的时间，MOSFET能够迅速开通，开通时的死区时间即体二极管导通的时间减少了一半。另一方面驱动电压不只局限于副边电压，可以通过调整辅助线圈来得到合适的驱动电压。2 轻载条件下的同步整流对于正激变换器，在主开关管截止的时间里，输出电流是靠输出储

5、能电感里的能量维持的，因此变换器有两种可能的运行情况：电感电流连续模式(CCM，continuous current mode)和电感电流断续模式(DCM，discontinuous current mode)。2.1 电感电流连续模式CCM 当负载电流较大时，电感电流在整个周期内都不会下降到零，每个开关周期可以分为两个阶段，在t1阶段，S201导通，S202截止，电感两端的电压为Vs-Vo(其中，Vs为变压器副边绕组电压，Vo为变换器输出电压)，电感电流持续上升；t2阶段，S201关断，S202导通，电感两端电压为-V。，电感电压持续下降。稳态时，一个开关周期内，滤波电容C的平均充电电流与放

6、电电流相等，故变换器输出的负载电流平均值Io就是iL的平均值，由于负载电流较大，电感电流iL在整个周期中都不会下降至零，电感电流方向不发生变化，如图2(a)所示。 当负载电流Io减小时，ILmax和ILmin都减小，当负载电流Io减小到使ILmin在Ioff结束时恰好为零，如图2(b)所示，此时的负载电流称之为临界电流 当负载电流进一步减小时，对于副边采用传统二极管续流工作的正激变换器来说，将会出现电感电流断续的工作情况，如图2(c)所示。 当副边采用同步整流工作时，由于续流MOSFET的双向导通的特性，使得此时的电感电流能够反向，如图2(d)所示，产生环流。有了环流就会消耗环流能量。这个能量

7、的大小和输出滤波电感有关，输出滤波电感越小，环流就会越大，环流能量越大，损耗也越大。所以由于同步整流器不能从CCM模态自动切换到DCM模态，轻载时就会产生很大的环流损耗。环流损耗、开关驱动损耗和开关损耗使得变换器轻载时的效率较低。 为了避免电感电流轻载时反向形成环路电流，可以采用如图3所示的驱动电路。S201、S202为两个同步整流管，Vdd为一基准电压，R211和R212分压后产生一个电压给定值加在比较器的同向输入端，比较器的反向输入端接在输出电流取样电阻R210上。当输出电流高于临界输出电流，比较器输出高电平，主开关管截止期间，S202、S203导通，高电位加至续流M0SFET S202栅

8、极，S202导通续流；当输出电流低于临界电流时，比较器输出低电位，S204、S203、S202均截止，这个时候的续流工作就交由与S202并联的肖特基管D201完成，由于肖特基的单向导电性避免了环路电流的形成。 值得注意的是，续流MOSFET一定要在反向电流产生前截止。如果已经产生了反向电流以后才使MOSFET截止，此时反向电流迅速下降，产生很大的di/dt，会在续流MOSFET源极和漏极两端产生很高的电压尖峰，这个电压尖峰甚至可能高于MOSIFET的耐压，使续流MOSFET击穿，如图4的试验波形所示。 在这种控制方式下，重载时由续流同步整流管续流，轻载时由肖特基管续流，电感电流将进入DCM模式

9、，这样减少了导通损耗，提高了轻载时变换器的效率。2.2 电感电流断流模式(DCM) 在这种情况下，每个周期可以分为三个阶段，t1和t2阶段同上述CCM相同。如果在进入t3时刻时，电感两端电压和电感电流精确为零，电路就刚好处于稳态，不会出现振荡，但实际电路中，很难保证这两个条件的满足。 在t3阶段，S201和S202均处于关断状态，由电感L201寄生电容Cp负载电容C201与负载并联构成了L/C振荡回路，考虑到C201Cp，可以求得振荡频率为 这个频率往往很高，会在S202源极和漏极两端形成明显的振荡，也就是通常所说的振铃现象，这个过程通常来说是欠阻尼振荡，如图5的试验波形所示。 由于DCM模式能够避免轻载时环路电流的产生，却可以大大提高了变换器轻载时的效率。两种电路模式的效率对比如图6所示。3 结语 在轻载工况下，采用关断续流MOSFET使得正激变换器副边工作在DCM模式下，可以显著提高同步整流变换器轻载时的效率。实验证明，采用如图