通原2014版本第61数字基带

1、第6章数字基带传输系统2014-6-21内容6.16.26.36.46.56.6数字基带信号及其频谱特性基带脉冲传输与码间串扰 间串扰的基带传输特性基带系统的抗噪声性能眼图均衡技术2014-6-22数字基带传输概述n 数字信号传输的基本方式n 基带传输n 频带传输n 基带传输的基本特点n 含有丰富的低频分量以及直流分量n 基带传输是频带传输的基础n 基带传输系统的研究意义2014-6-23n 常见的基带信号波型n 基带信号的频谱特性n 常见的基带信号码型2014-6-246.1.1 常见的基带信号波形数字基带信号是指消息代码的电波形，它是用不同的电平或脉冲来表示相应的消息代码。数字基带信号的类

2、型有很多，常见的有矩形脉冲、三角波、脉冲和升余弦脉冲等。n 最常用的是矩形脉冲，因为矩形脉冲易于形成和变换，下面就以矩形脉冲为例见的基带信号波形。几种最常2014-6-25n 几种基本的基带信号波形2014-6-26单极性不归零波形n 信号脉冲的零电平和正电平分别对应着二进制代码0和1。n 其特点是极性单一，有直流分量，脉冲之间无间隔。n 不适应有交流耦合的远距离传输，只适用于计算机内部或极近距离的传输。n 位同步信息包含在电平的转换之中，当出现连0序列时没有位同步信息。2014-6-27双极性不归零波形n 脉冲的正、负电平分别对应于二进制代码1、0。n 当0、1符号等可能出现直流分量。恢复信

3、号的电平为0，因而不受信道特性变化的影响，能力也较强。2014-6-28归零波形3.单极性归零波形单极性归零以直接提取定时信息，是其他波形提取位定时信号时需要采用的一种过渡波形。4.双极性归零波形n 除了具有双极性不归零波形的特点外，还有利于同步脉冲的提取。2014-6-29差分波形和多电平波形5.差分波形n 不是用码元本身的电平表示消息代码， 而是用相邻码元的电平的跳变和不变来表示消息代码。用差分波形传送代码可以消除初始状态的影响。n 在相位调制系统中用于解决载波相位模糊问题。6.多电平波形n 多于一个二进制符号对应一个脉冲的形或多值波形。称为多电平波2014-6-2106.1.2基带信号的

4、频谱特性研究基带信号的频谱结构的必要性：n 所包含的频谱分量n 有无直流分量，有无定时分量n 频带宽度这样，我们才能信号谱的特点来选择相匹配的信道，以及确定是否可从信号中提取定时信号。2014-6-211数字基带信号的数学表示n 若数字基带信号中各码元波形相同而取值不同，则可表示为：式中：n an 是第n个信息符号所对应的电平值（0、1等），由信码和编码规律决定n g(t)为某种标准脉冲波形n Ts为码元间隔2014-6-21或-1、12更一般的表示若各码元波形不相同:假设g1(t) 表示“0”码，g2(t) 表示“1”码。 假设序列中任元时间Ts内g1(t)和g2(t)出现的概率分别为P和1

5、-P，且是统计的，则s(t)表式为:s )ì g1以概率 p以概率 1 - ps (t) =í其中：)ngî2s2014-6-213基带信号的频谱是 s(t )(t )sn 随机脉冲序列通常是功率信号，s的截号T（序列），截取时间sT (t ) =n 功率谱密度：Nå sn (t )n =- Néë2 ùû(w )ESTR (w ) = limsTT ®¥é2 ù(w )ESëûT= lim( 2N +1 ) TsN ®¥2014-6-

6、214信号分解n 为了使频谱分析的物理概念清楚，推导(t )分解成稳态波 uT( t )过程简化，我们把sT( t)和交变波 vT2014-6-2152014-6-216稳态波n 稳态波是随机序列s(t)的统计平均分量，可表示成：显然vT(t)是以Ts为周期的周期函数。2014-6-217交变波交变波u(t)是s(t)与v(t)之差，即：=s(t)-u(t)v(t)¥åt) =u (un(t)= n-¥其中第n个码元为:)-Ps g-(-(gs-率Pg(12 )P1(= P1ï- g )- g)(概,= ïïî-gs2u-P

7、s g-(-g)()s12 )P(gs1 - P2P=-2(g概率()2014-6-218或写成= ì1 - P,其中以概率Paí- P,以概率(1 - P)nî显然， u(t)是一个随机脉冲序列 。2014-6-2191.v(t)的功率谱密度Pv(f)由于v(t)是以Ts为周期的周期信号N-n)T( ) =g - (+)nTp(1-g)(tåvtptT1S2Sn =- N周期信号的离散功率谱密度：2014-6-2202.u(t)的功率谱密度Pu(f)推导n 其中UT(f)是u(t)的截短函数uT(t)的频谱函 数；截取时间T是（2N+1）个码元的长度，

8、即T=(2N+1)Ts2014-6-221先求频谱函数UT(f)NNus )n=- Nn=- N故¥ò-¥(t)e- j 2p( f ) =f t dtUuTTNå¥n ò-¥)e- j 2p=g (t - nT ) - g(t - nTf t dta1S2Sn=- NN= å an=- Ne- j 2 p f nTG ( f ) - G ( f )sn12其中¥ò-¥ò-¥(t )e- j 2pft dtG ( f ) =g11¥(t )e- j 2pf

9、t dtG ( f ) =g222014-6-2222再求 E UT ( f ) 2= U( f )U * ( f )U( f )TTTNNåm=- Nå an=- Ne j 2pf ( n-m)TSG ( f ) - G ( f )G ( f ) - G ( f )*=amn1212Nåm=- NNå2 =)e j 2pf (n-m)TG ( f ) - G ( f )G * ( f ) - G * ( f )EU( f )E(aaSTmn1212n=- Nì(1- P)2，以概率Pa a= a2 = í当m = n时mnn

10、8;P2 ,以概率(1- P)Ea 2 = P（1 - P）2 +（1 - P）P 2 = P（1 - P）n2014-6-223当m ¹ n时ì（1- P）2，以概率 P2= ï以概率（1- P）2P2，a aímnï- P（1- P），以概率 2P（1- P）î所以Eaman = P (1- P)22+ (1- P)2 P2 + 2P(1- P)(P -1)P = 0由以上计算可知，式NNå å2 =)e j 2pf (n-m)TG ( f ) - G ( f )G* ( f ) - G* ( f )EU( f

11、 )E(a aSTmn1212m=- N n=- N的统计平均值仅在m = n时，故有Nån=- N= (2N +1)P(1- P) G ( f ) - G ( f ) 2E U ( f ) 2 =( f ) 2Ea2 G ( f ) - G12Tn122014-6-224u(t)的功率谱密度E U ( f ) 2 将其代入P ( f ) = lim Tu(2N +1)TN ®¥s即可求得u (t)的功率谱密度上式表明，交变波的功率谱Pu (f)是连续谱，它与g1(t)和g2(t)的频谱以及概率P有关。通常，根据连续谱可以确定随机序列的带宽。2014-6-2253

12、. 二进制随机序列的功率谱密度二进制随机脉冲列是交变分量与稳态分量之和，其双边功率谱密度：P (w) = P (w) + P (w)连续谱suv离散谱2014-6-226写成单边的功率谱密度：连续谱P (w) = 2 fp(1 - p)G ( f )- G ( f )2ss12pG (0)+ (1 - p)G (0)2 d( f - 0)+ f2s离散谱12¥pG (mf)+ (1 - p)G (mf)2× d( f- mf )，åm =1+ 2 f2sf ³ 01s2ss2014-6-227讨论n 由上式可知，随机脉冲序列的功率谱密度可能包含连续谱Pu

13、(f)和离散谱Pv(f)。n 对于连续谱而言，由于代表数字信息的g1(t)及g2(t) 不能完全相同，故G1(f)G2(f)，因而Pu()总是存在的；n 离散谱是否，取决g1(t)和g2(t)的波形及其出现的概率P，根据离散谱可以确定随机序列是否有直流分量和定时分量。2014-6-228例题：单极性信号【例6-1】求单极性NRZ和RZ矩形脉冲序列的功率谱。【解】对于单极性波形：若设g1(t) = 0， g2(t) = g(t) ，可得到由其的随机脉冲序列的双边功率谱密度为¥å22 d ( fP ( f ) = fP(1 - P) G( f )+f (1 - P)G(mf-

14、mf)当P=1/S 2时，上S式简化为SSSm=-¥2014-6-229非归零情形n 讨论：若表示“1”码的波形g2(t) = g(t)为不归零（NRZ）矩形脉冲即ìTS£g (t ) = ï1,tí2ïî 0,其频谱函数为其他tæ sin p f TSö = T Sa(p f T )当 f = mf G时( ：f ) = Tç÷sp f TSSSèøS（1）若m = 0，G(0) = Ts Sa(0) ¹ 0，故频谱Ps(f)中有直流分量G(mf S )

15、 = TS Sa(np ) = 0（2）若m为不等于零的整数，频谱Ps(f)中离散谱为零，因而无定时分量2014-6-230这时，下式¥åP ( f ) = 1+ 1422 d ( f- mf2SfG( f )fG(mf)SSSS4m=-¥变成2014-6-231半归零情形n 若表示“1”码的波形g2(t) = g(t)为半占空归零矩形脉冲，脉冲宽度t = Ts /2 时，其频谱函数为即Sa(p f TSG( f ) = TS)22当 f = mfs 时：（1）若m = 0，G(0) = Ts Sa(0)/2 ¹ 0，故功率谱Ps(f)中有直流分量。)

16、= TS Sa( mp ) ¹ 0（2）若m为奇数，G(mfS22此时有离散谱，因而有定时分量（m=1时）G(mf ) = TS Sa( mp ) = 0(3) 若m为偶数，S22此离散谱，功率谱Ps(f)变成2014-632n 单极性信号的功率谱密度分别如下图中的实线和虚线所示(P = 1/ 2)fs3 fsf2014-6-233例题：双极性信号n 【例6-2】求双极性NRZ和RZ矩形脉冲序列的功率谱。【解】对于双极性波形：若设g1(t) = - g2(t) = g(t) ，则由 式f P(1- P) G ( f ) - G ( f ) 2P ( f ) = P ( f ) + P

17、 ( f ) =suvS12¥åf PG (mf ) + (1- P)G (mf ) 2d ( f+- mf )S1S2SSm=-¥可得：当P = 1/2时，上式变为2P ( f ) = fG( f )SS2014-6-234n 讨论：n 若g(t)是高度为1的NRZ矩形脉冲，那么上式可写成n 若g(t)是高度为1的半占空RZ矩形脉冲，则有2014-6-235n 双极性信号的功率谱密度曲线如下图中的实线和虚线所示(P = 1/ 2)fs3 fsf2014-6-236单极性与双极性波形比较n 从以上两例可以看出：（1）随机序列的带宽主要依赖单个码元波形的频谱函数G1

18、(f)或G2(f)，两者之中应取较大带宽的一个作为序列带宽。（2）时间波形的占空比越小，频带越宽。通常以谱的第一个零点作为矩形脉冲的近似带宽，它等于脉宽的倒数，即Bs=1/。2014-6-237（3）单极性基带信号是否离散线谱取决于矩形脉冲的占空比，单极性归零信号中有定时 分量，可直接提取。单极性不归零信号中无定 时分量，若想获取定时分量，要进行波形变换。0、1等概的双极性信号没有离散谱，也就是说无直流分量和定时分量。2014-6-238研究随机脉冲序列功率谱意义n 一方面我们可以根据它的连续谱来确定序列的带宽n 另一方面根据它的离散谱是否这一特点，使我们明确能否从脉冲序列中直接提取定时分量，

19、以及采用怎样的可以从基带脉冲序列中获得所需的离散分量。这一点，在研究位同步、 载波同步等问题是十分重要的。2014-6-239n 应当指出的是，在以上的分析中，没有限定g1(t)和g2(t)的波形，因此不仅适用于计算数字基带信号的功率谱，也可以用来计算数字调制信号的功率谱。很容易得到二进制幅度键控（ASK）、相位键控(PSK)和移频键控(FSK)的功率谱。2014-6-2406.2 基带传输的常用码型n 对传输用的基带信号的主要要求:n 对代码的要求：原始消息代码必须编成适合于传输用的码型；n 对所选码型的电波形要求：电波形应适合于基带系统的传输。前者属于传输码型的选择，后者是基带脉冲的选择。

20、这是两个既先讨论码型的选择问题。又有的问题。本节2014-6-241在实际的基带传输系统中，并不是所有代码的电波形都能在信道中传输。例如，前面的含有直流分量和较丰富低频分量的单极性基带波形就不适宜在低频传输特性差的信道中传输， 因为它有可能造成信号严重畸变。又如，当消息代码中包含长串的连续“1”或“0”符号时，非归零波形呈现出连续的固定电平，因而无法获取定时信息。单极性归零码在传送连“0”时，同样的问题。2014-6-2426.2.1 传输码的码型选择原则不含直流，且低频分量尽量少；应含有丰富的定时信息，以便于从接收码流中提取定时信号；功率谱主瓣宽度窄，以节省传输频带；不受信息源统计特性的影响

21、，即能适应于信息源的变化；具有内在的检错能力，即码型应具有一定规律性， 以便利用这一规律性进行宏观监测。编译码简单，以降低通信延时和成本。满足或部分满足以上特性的传输码型种类很多，下面2014-6-2将43目前常用的几种。1.AMI码AMI码是传号交替反转码。将二进制消息代码“1”(传号)交替地变换为传输码的“+1”和“-1”，而“0”(空号)保持不变。1+10 01110 0 0 0 0 0 011 0 011 消息代码AMI码：00+100 0 0 0 0 0 -1 +100-1 +1AMI码对应的基带信号是正负极而0电位持不变的规律。替的脉冲序列，2014-6-244AMI码的分析n A

22、MI码的优点是：n 功率谱不含直流成分，高、低频分量少。n AMI码的编译码电路简单，便于利用传号极观察误码情况。 AMI码是CCITT建议采用的传输码性之一。n AMI码的不足是：替规律码出现连“0”串时，信号的电平长时间不跳变，n 当造成提取定时信号的。之一是采用HDB3码。解决连“0”码问题的有效2014-6-2452014-6-2462. HDB3码n AMI码的一种改进型，目的是为了保持AMI码的优点而克服其缺点，使连“0”个数不超过3个。n 编码规则：（1）检查消息码中“0”的个数。当连“0”数目小于等于3时，HDB3码与AMI码一样，+1与-1交替；（2）连“0”数目超过3每4个

23、连“0”化作一小节，定义为B00V，称为破坏节，其中V称为破坏脉冲，而B称为调节脉冲；（3）V与前一个相邻的非“0”脉冲的极性相同(这破坏了极替的规则，所以V称为破坏脉冲)，并且要求相邻的V码之间极性必须交替。V的取值为+1或-1；2014-6-247（4） B的取值可选0、+1或-1，以使V同时满足（3）中的两个要求；（5） V码后面的传号码极性也要交替。n 消息码：1 0 0 0 0n AMI码：-1 0 0 0 0n HDB码：-1 0 0 0 V1 0 0 0 01 1 0 0 0 00 0 0 011+1 0 0 0 0-1 +1 0 0 0 00 0 0 0-1 +1+1 0 0

24、0 +V-1 +1-B 0 0 V+B 0 0 +V-l +1n 其中的±V脉冲和±B脉冲与±1脉冲波形相同，用V或B符号表示的目的是为了示意该非“0”码是由码的“0”变换而来的。2014-6-248HDB3码的译码：n HDB3码的编码比较复杂，但译码却比较简单。n 从上述编码规则看出，每一个破坏脉冲V总是与前一非“0”脉冲同极性(B在内)。这就是说，从收到的符号序列中可以容易地找到破坏点V，于是也断定V符号及其前面的3个符号必是连“0”符号，从而恢复4个连“0”码n 再将所有-1变成+1后便得到原消息代码。2014-6-249HDB3码的特点：n HDB3码保

25、持了AMI码的优点外，同时还将连“0”码限制在3个以内，故有利于位定时信号的提取。n HDB3码是应用最的码型，A律PCM四次群以下的接口码型均为HDB3码。2014-6-2502014-6-2512014-6-252双相码n 又称曼彻斯特（Manchester）码n 用一个周期的正负对称方波表示“0”，而用其反相波形表示“1”。n “0”码用“01”两位码表示，“1”码用“10 ”两位码表示n 例：1100101消息码：双相码： 10 10 01 01 10 01 10n 优缺点：双相码波形是一种双极性NRZ波形，只有极性相反的两个电平。它在每个码元间隔的中心点都电平跳变，所以含有丰富的位定

26、时信息，且没有直流分量，编码过程也简单。缺点是占用带宽加倍，使频带利用率降低。2014-6-2532014-6-254差分双相码n 为了解决双相码因极性反转而引起的译码错误，可以采用差分码的概念。n 在差分双相码编码中，每个码元中间的电平跳变用于同步，而每个码元的开始处是否额外的跳变用来确定信码。有跳变则表示二进制“1”，无跳变则表示二进制“0”。2014-6-2556.3基带脉冲传输与码间串扰一、基带传输系统的基本结构2014-6-256信道信号形成器把原始基带信号变换成适合于信道传输的基带信号，主要是通过码型变换和波形变换来实现的。其目的是与信道匹配，便于传输，减小码间串扰，利于同步提取和

27、抽样信道。信道的传输特性通常不满足无失真传输条件，甚至是随化的。另外信道还会进入噪声。2014-6-257n 接收滤波器主要作用是滤除带外噪声，对信道特性均衡，使输出的基带波形有利于抽样。n 抽样器在规定时刻（由位定时脉冲）对接收滤波器的输出波形进行抽样信号。，以恢复或再生基带用来抽样的位定时脉冲则依靠同步提取电路从接收信号中提取，位定时的准确与否将直接影响效果，这一点将在第11章中详细讨论。2014-6-258基带系统的各点波形示意图输入信号( a )t码型变换后(b)传输的波形(c )信道输出( d )接收滤波输出(e)位定时脉冲()f恢复的信息( g )错误码元2014-6-259误码的

28、：n 一是信道加性噪声n 二是传输总特性收、发滤波器和信道的特性不理想引起的波形延迟、展宽、拖尾等畸变，使码元之间相互串扰。此时，实际抽样值不仅有本码元的值，还有其他码元在该码元抽样时刻的串扰值及噪声。显然，接收端能否正确恢复信息，在于能否有效地抑制噪声和减小码间串扰， 这两点也正是本章讨论的重点。2014-6-260二、数学模型抽样2014-6-261图中，an为滤波器的输入符号序列，在二进制的情况下, an取值为0、1或-1、+1。为了分析方便，假设an对应的基带信号d(t)是间隔为Ts，强度由an决定的冲激序列：¥d (t ) = å an d(t - nTs )n=

29、-¥2014-6-262滤波器(即信道信号形成器)时，此信号激励滤波器的输出信号为 ：s (t ) = d (t) * g¥s )an =-¥式中，“*”是卷积符号；gT(t)是滤波器的冲激响应。若滤波器的传输特性为GT()，则gT(t)由下式确定gT (t ) « GT(w )2014-6-263n 若再设信道的传输特性为C()，接收滤波器的传输特性为GR()，则基带传输系统的总传输特性为H (w) = GT (w)C(w)GR (w) 1 传递函数 单个冲激函数d(t )作用于“H (w)”系统的响应()H (w)e jwt dw¥

30、2;=ht2p-¥2014-6-264三、码间串扰与噪声接收滤波器的输出信号：)通过接收滤波器的波形nRr(t ) 被送入识别电路后，在每个码元出现最大值时，既(kTs + to )时对信号 r(t ) 采样，并。t0代表至接收（经信道）的时延。2014-6-265(kTs+ t0 ) 时刻， r(t ) 的值：n 在噪声干扰n=k信息项码间串扰值2014-6-266讨论： 第k个码元波形的采样值有三项：ak h(t0 )(a)(b): 有用信息项码间串扰值:除第k个码元波形之外的所有其它码元在采样时刻的代数和，由于an是随量，码间串扰也是一个随量。(c) 加性噪声干扰值:随机干扰2

31、014-6-267r(kTs + t0 ) 由于码间串扰和加性噪声，判别值是“0”还是“1”，可能错判。理想情况是在无干扰下，r (kTs + t0 ) = ak h (t0) V 0（判别门限）,就判 所a谓k=码“间1”串。扰（码之间相互干扰），是对本码元采样时，其采样值是本码元值与前后几个邻101近脉冲拖尾的叠加。2014-6-268抽样点码元间串扰6.4间串扰的基带传输特性n 6.4.1消除码间串扰的基本思想r(kTs + t0 ) = ak h(t0 ) + å an¹k)Ts + t0 + nR (kTs+ t0 )由上式可知，若想消除码间串扰，应使å

32、 anh(k - n)Ts + t0 = 0n¹k由于an是随机的，要想通过各项相互抵消使码间串扰为0是不行的，这就需要对h(t)的波形提出要求。2014-6-269å anh(k - n)Ts + t0 = 0n¹k在上式中，若让h (k-n)Ts +t0 在Ts+ t0 、2Ts +t0等后面码元时刻上正好为0，就能消除码间串扰，如下图所示：抽样h (t )h (t )t0TS +t0TS +t0t02T +tS0这就是消除码间串扰的基本思想。2014-6-2706.4.2间串扰的条件时域条件1.码间无扰的系统响应应能够满足下面两个要求：若第k个接收波形的采样

33、时刻取kTs，则响应：h（t）拖尾要衰减快（第个要求是基本要求）2014-6-2712、码间无扰的频域条件1928年奈提出了一个等效的传递函数，只要满足：这样的基带系统就能做到码间无串扰，也称 Heq (w ) 为奈2014-6-2第一准则。72频域条件的物理意义n 将H(w)在w 轴上以2p/Ts为间隔切开，然后分段沿w 轴平移到(-p/Ts, p/Ts)区间内，将它们进行叠加，其结果应当为一常数（不必一定是Ts ）。n 物理含义：一个实际的H(w) 特性若能等效成一个理想（矩形）低通滤波器，则可实现间串扰。2014-6-273例子n 例子：2014-6-6.4.3间串扰的传输特性的设计n

34、理想低通传输特性第一准则的H(w)有很多种，容易想到的一满足奈种极限情况，就是H(w)为理想低通型，即wpp0-TTSS2014-6-275H (w )理想低的冲激响应n 由图可见，h(t)在t = ±kTs (k ¹ 0)时有周期性零点，当发送序列的时间间隔为Ts时，正好巧妙地利用了这些零点。只要接收端在t = kTs时间点上抽样，就能实现扰。2014-6-2间串76h(t)t0-2Ts -TsTs2Tsn 讨论： 理想低通传递特性满足奈第一准则fs =1/Tskfs时刻 若输入数据信号以样频率应为fs，既在率传递，采间串扰。2014-6-277频带利用率 定义：频带内的

35、信息传输速率为频带利用率：RB 称奈 称奈速率带宽RB（码元速率RB与带宽的比值）BB1Tfs ）2n 理想低通传输系统的R= f= 2B（B =Bsn 频带利用率n 这是二进制基带系统所能达到的最高无失真传输速率。2014-6-278冲激响应的拖尾 理想低通传输特性尽管满足奈第一准则，但h（t）的拖尾衰减慢。在得不到定时严格的定时抽样脉冲时，码间干扰仍可能大。总结：Ø 理想低能达到最高频带利用率。Ø 理想低通滤波器在实际中是不可能的:（1）频域上无法实现矩形幅度特性滤波器。（2）即使能实现，也要求有一个非常精确的抽样点，如果稍微偏离，码间干扰将急剧增加。2014-6-27

36、9余弦滚降特性传输系统n 为了解决理想低通特性的问题，可以使理想低通滤波器特性的边沿缓慢下降，这称为“滚降”。一种常用的滚降特性是余弦滚降特性，如下图所示：H (w)fDfNfN + fDffN + fDffNfNf奇对称的余弦滚降特性只要H(w)在滚降段中心频率处（与奈带宽相对应）呈奇对称的振幅特性，就必然可以满足奈第一准则，从而实现间串扰传输。2014-6-280传输函数和冲激响应n 按余弦特性滚降的传输函数可表示为ìïï0 £ w < (1-a)pT ,STS( p(1-a )p £ w < (1+a)pH (w) = 

37、39;TS1+ sin TS-w),í 22a TTTïïSSSw ³ (1+a )p0,ïTî相应的h(t)为Sh (t ) = sin p t / TScosap t / TS×p t / T1- 4a 2t 2 / T 2SSa = fD / fN81式中，a为滚降系数，用于描述滚降程度。它定义为2014-6-2滚降系数的讨论其中，fN 奈 超出奈带宽，fD 带宽的扩展量n 几种滚降特性和冲激响应曲线n 滚降系数a越大，h(t)的拖尾衰减越快B = fN + fD = (1+ a ) fNn 滚降使带宽增大为n 余弦滚

38、降系统的最高频带利用率为h = RB =B(2014-6-2822 fN=2Bd / Hz1+ a ) fN(1+ a )升余弦滚降系统H（w）a = 1 时的传输特性：æ1+ cos wTsw £ 2pìTsöH (w ) = ï2 ç÷2Tíïè0øs其它îa =1升余弦特性所对应的冲激响应：h(t ) = sin p t Ts × cos p t Ts升余弦系统理想低通pt Ts1 - 4t 2T 2sn 升余弦滚降系统的 h(t)满足抽样值上无串扰的传输条件

39、，且各抽样值之间又增加了一个零点2014-6-2-2-10123t/Ts讨论： 尾巴按1/t2的规律衰减冲激响应h（t）满足码间无扰条件。滚降系数越大，拖尾衰减越快，码间串扰也越小。输出信号频谱所占用带宽： B = (1+ a ) fs(a = 0,B =/ 2fs/ 2)a 越大，衰减越快，但带宽B越宽，频带利用率不高，2014-6-284理想低通和升余弦系统比较两n 理想低的比较:的频带利用率高，但系统时域响应衰减慢，对定时信号（抽样信号） 相位抖动敏感，对位同步信号相位抖动的要求严格。n 升余弦滚降系统的频带利用率低（1/赫，是最高利用率的一半），但其尾部衰 减较快(与t2成反比)，这有

40、利于减小码间串扰和位定时误差的影响。2014-6-2856.6间串扰基带系统的抗噪声性能n 误码是由码间串扰和噪声两方面引起的，同时考虑两方面将使计算非常复杂。n 为简化起见，通常是在码间无扰下计算由噪声引起的误码，并且噪声也仅考虑是加性噪声.白2014-6-286系统模型n 若认为信道噪声只对接收端产生影响，则分析模型如图。抽样n 设二进制接收波形为s(t)，信道噪声n(t)通过接收滤波器 后的输出噪声为nR(t)，则接收滤波器的输出是信号加噪 声的混合波形，即x(t)=s(t)+nR(t)2014-6-287抽样电平及判决n 若二进制基带信号为双极性，设它在抽样时刻的电平取值为+A或-A, 则x(t)在抽样时刻的取值为x在-A到+A之间选择一个适当的电平Vd作为判决门限，根据判决规则将会出现以下几种情况：当 x > Vì判为“1”码 （正确）判为“0”码 （错误）d对“1”码íî当 x < Vd对“0”码ì当 x < Vd判为“0”码判为“1”码（正确）