电气传动课程设计

1、第1篇 直流电动机调速系统的设计第1章 直流调速系统的方案确定1.1 系统技术数据及要求电动机型号PN(KW)UN(V)IN(A)NN(r/min)Ra()GDa2（Nm2）P极对数Z2-812623011314500.527.441设计要求：系统调速范围D=10,S 5%，电流脉动系数Si10%。1.2 调速系统的方案选择计算电动机电动势系数：由 v min/r,当电流连续时， 系统额定速降为: r/min, .开环系统机械特性连续段在额定转速时的静差率:，大大超过了S5%.若D=10，S5%.，则，可知开环调速系统的额定速降是941.7，而工艺要求的是7.6，故开环调速系统无能为力，需采用

2、反馈控制的闭环调速系统。因调速要求较高，故选用转速负反馈调速系统，采用电流截止负反馈进行限流保护，出现故障电流时由过流继电器切断主电路电源。为使线路简单，工作可靠，装载体积小，宜用KJ004组成的六脉冲集成触发器该系统采用减压调速方案，故励磁应保持恒定。采用三相全控桥式整流电路供电。 调速系统的结构框图如图2-1所示。转速调节器触发器MTG+-图1 调速系统的结构框图转速调节器电流反馈与电动机同轴 安装一台测速发电机TG，从而引出与被调量转速成正比的负反馈电压，与给定电压相比较后，得到转速偏差电压，经转速调节器放大后，作为电流调节器的给定，与电流反馈信号相减后得到电流偏差，经电流调节器放大后，

3、去控制触发器的导通角，从而改变输出电压，达到变压调速的目的。1.3 主电路的选择一般说来，对晶闸管整流装置在整流器功率很小时（4KW以下），用单相整流电路，功率较大时用三相整流电路。这样可以减小负载电流的脉动。由于所提供的电动机为10KW。故主电路采用三相整流电路。在三相整流电路中，主要有三相零式整流电路、三相全控桥式整流电路和三相半控桥式整流电路。三相零式电路突出的优点是电路简单，用的晶闸管少，触发器也少，对需要220V电压的用电压的用电设计直接用380V电网供电，而不需要另设整流变压器。但缺点是要求晶闸管耐压高，整流输出电压脉动大，需要平波电抗器容量大，电源变压器二次电流中有直流分量，增加

4、了发热和损耗。因零线流过负载电流，在零线截面小时压降大。而三相全控桥式整流电路，在输出电流和电压相同时，电源相电压可较三相零式整流电路小一半。因此显著减轻了变压器和晶闸管的耐压要求。变压器二次绕组电流中没有直流分量，种用率高。输出整流电压脉动小，所以平波电抗器容量就可以小一些。三相全控桥式整流电路的缺点是整流器件用得多，需要六个触发电路，需要220V电压的设备也不能用380电网直接供电，而要用整流变压器。三相半控桥式整流电路，虽然只用三只晶闸管、三个触发电路，但整流输出电压脉动大，且不能用于需要有源逆变的场合。综合上述三种三相整流电路，及根据系统设计要求，主电路选用三相全控桥式整流电路。又由于

5、电动机的额定电压为220V，为保证供电质量，应采用三相减压变压器将电源电压降低；为避免三次谐波电动势的不良影响，三次谐波电流对电源的干扰，主变压器采用D/Y联结。1.4 触发电路的选择目前触发电路主要有阻容移相触发电路、单结晶体触发电路、正弦波同步触发电路、锯齿波同步触发电路，以及集成触发电路等。对常见的几种触电发电路进行综合考虑，集成触发电路具有明显的优点，因而选用集成触发电路。触发集成芯片采用目前比较常用的KC系列。第2章 主电路的设计与计算电动机的额定电压为230V，为保证供电质量，应采用三相降压变压器将电源电压降低；为避免三次谐波电动势的不良影响，三次谐波电流对电源的干扰，主变压器采用

6、D/Y联结。2.1整流变压器的设计2.1.1变压器二次侧电压U2的计算U2是一个重要的参数，选择过低就会无法保证输出额定电压。选择过大又会造成延迟角加大，功率因数变坏，整流元件的耐压升高，增加了装置的成本。一般可按下式计算，即：（2-1） 式中 -整流电路输出电压最大值；nUT -主电路电流回路n个晶闸管正向压降；C - 线路接线方式系数；Ush -变压器的短路比，对10100KVA，Ush =0.050.1；I2/I2N-变压器二次实际工作电流与额定之比，应取最大值。在要求不高场合或近似估算时，可用下式计算，即：2-2）式中A-理想情况下，=0°时整流电压与二次电压之比, 即A=/

7、；B-延迟角为时输出电压与之比，即B= /；电网波动系数；根据设计要求，采用公式：(2-3)由表查得 A=2.34；取=0.9；角考虑10°裕量，则 B=cos=0.985取U2=120V。电压比K=U1/U2=380/120=3.17。2.1.2 一次、二次相电流I1、I2的计算由表查得 =0.816, =0.816考虑变压器励磁电流得：2.1.3变压器容量的计算 （2-4）； （2-5）； （2-6）式中-一次侧与二次侧绕组的相数；由表查得=3×380×30.54=34.816 KVA=3×120×90.21=32.476 KVA =（34

8、.816+32.476）/2=33.646 KVA 取S=33.6 KVA2.2晶闸管元件的选择2.2.1晶闸管的额定电压晶闸管实际承受的最大峰值电压，乘以（23）倍的安全裕量，参照标准电压等级，即可确定晶闸管的额定电压，即=（23）整流电路形式为三相全控桥，查表得，则 （2-7）取V.2.2.2晶闸管的额定电流选择晶闸管额定电流的原则是必须使管子允许通过的额定电流有效值大于实际流过管子电流最大有效值，即=1.57> 或 >=K （2-8）考虑（1.52）倍的裕量=（1.52）K （2-9）式中K=/（1.57）-电流计算系数。此外，还需注意以下几点：当周围环境温度超过+40时，应

9、降低元件的额定电流值。当元件的冷却条件低于标准要求时，也应降低元件的额定电流值。关键、重大设备，电流裕量可适当选大些。由表查得 K=0.367，考虑(1.52)倍的裕量 （2-10）取。故选晶闸管的型号为MFC-70A。2.3晶闸管保护环节的计算晶闸管有换相方便，无噪音的优点。设计晶闸管电路除了正确的选择晶闸管的额定电压、额定电流等参数外，还必须采取必要的过电压、过电流保护措施。正确的保护是晶闸管装置能否可靠地正常运行的关键。2.3.1过电压保护以过电压保护的部位来分，有交流侧过压保护、直流侧过电压保护和器件两端的过电压保护三种。（1）交流侧过电压保护1）阻容保护 即在变压器二次侧并联电阻R和

10、电容C进行保护。本系统采用D-Y连接。S=33.6KVA, =120V取值：当 S=50100KVA时，对应的=41，所以取3。 C6S/U22=6×3×33.6×103/1202=42µF耐压1.5Um =1.5×120×=254.6V选取50µF,耐压300V的铝电解电容器。选取: S=33.6KVA, S=50100KVA，=15，所以 =3R2.3 U22/S =2.3×1202/33.6×103=0.98取 R=1IC=2fCUC×10-6=2×50×50×

11、;120×10-6=1.884 APR(3-4)IC2R=(34) ×1.8842×1=（10.6414.20）W选取电阻为2，20W的金属膜电阻。2）压敏电阻的计算=1.3××120=220.6V流通量取5KA。选MY31-330/5型压敏电阻（允许偏差+10）作交流侧浪涌过电压保护。（2）直流侧过电压保护直流侧保护可采用与交流侧保护相同保护相同的方法，可采用阻容保护和压敏电阻保护。但采用阻容保护易影响系统的快速性，并且会造成加大。因此，一般不采用阻容保护，而只用压敏电阻作过电压保护。(1.82)=(1.82.2) ×230=414

12、460V选MY31-660/5型压敏电阻(允许偏差+10)作直流侧过压保护。（3）闸管及整流二极管两端的过电压保护 查下表：表2-1 阻容保护的数值一般根据经验选定晶闸管额定电流/A1020501002005001000电容/F0.10.150.20.250.512电阻/1008040201052抑制晶闸管关断过电压一般采用在晶闸管两端并联阻容保护电路方法。电容耐压可选加在晶闸管两端工作电压峰值的1.11.15倍。由于 由上表得C=0.25µF，R=20，电容耐压1.5=1.5×=1.5××120=441V选C为0.25µF的CZ40-2型金属

13、化纸介质电容器, 耐压为450V。=50×0.25×=0.54 W 选R为30，1W的普通金属膜电阻器。2.2.2 过电流保护快速熔断器的断流时间短，保护性能较好，是目前应用最普遍的保护措施。快速熔断器可以安装在直流侧、交流侧和直接与晶闸管串联。 1、 晶闸管串连的快速熔断器的选择接有电抗器的三相全控桥电路，通过晶闸管的有效值=65.3 A选取RLS-100快速熔断器，熔体额定电流100A。2、过电流继电器的选择因为负载电流为113A，所以可选用吸引线圈电流为30A的JL14-11ZS型手动复位直流过电流继电器，整定电流取1.25×113=141.25A140A2

14、.4平波电抗器的计算为了使直流负载得到平滑的直流电流，通常在整流输出电路中串入带有气隙的铁心电抗器，称平波电抗器。其主要参数有流过电抗器的电流一般是已知的，因此电抗器参数计算主要是电感量的计算。（1）算出电流连续的临界电感量可用下式计算，单位mH。 （2-11）式中为与整流电路形式有关的系数，可由表查得；为最小负载电流，常取电动机额定电流的510计算。根据本电路形式查得=0.695所以=14.76mH （2）限制输出电流脉动的临界电感量由于晶闸管整流装置的输出电压是脉动的，因此输出电流波形也是脉动的。该脉动电流可以看成一个恒定直流分量和一个交流分量组成。通常负载需要的只是直流分量，对电动机负载

15、来说，过大的交流分量会使电动机换向恶化和铁耗增加，引起过热。因此，应在直流侧串入平波电抗器，用来限制输出电流的脉动量。平波电抗器的临界电感量（单位为m）可用下式计算 （2-12）式中系数，与整流电路形式有关，电流最大允许脉动系数，通常三相电路（510）。根据本电路形式查得=1.045, 所以=11.1mH （3）电动机电感量和变压器漏电感量电动机电感量（单位为mH）可按下式计算 （2-13）式中,n直流电动机电压、电流和转速，常用额定值代入；P电动机的磁极对数；计算系数。一般无补偿电动机取812，快速无补偿电动机取68，有补偿电动机取56。本设计中取=8、=230V、=113A、n=1450r

16、/min、p=1=5.615mH变压器漏电感量（单位为mH）可按下式计算 （2-14）式中计算系数，查表可得变压器的短路比，取3。本设计中取=3.9、=3所以 =3.9×3×120/（100×113）=0.124mH （4）实际串入平波电抗器的电感量考虑输出电流连续时的实际电感量：如上述条件均需满足时，应取作为串入平波电抗器的电感值，所以本电路选取=10H作为平波电抗器的电感值。2.5励磁电路元件的选择整流二极管耐压与主电路晶闸管相同，故取700V。额定电流可查得K=0.367，取=1.2 A=(1.52)K=(1.52)×0.367×1.2A

17、=0.60.88A可选用ZP型3A、700V的二极管。为与电动机配套的磁场变阻器，用来调节励磁电流。为实现弱磁保护，在磁场回路中串入了欠电流继电器 ，动作电流通过 调整。根据额定励磁电流Iex =1.2A，可选用吸引线圈电流为2.5A的JL14-11ZQ直流欠电流继电器。图41集成六脉冲触发电路2.2 控制电路的直流电源这里选用集成稳压电路CM7815和CM7915，如图2-3所示。图2-3 ±15V直流稳压电源原理图第3章 双闭环的设计和校验3.1 电流调节器的设计与校验 整流装置滞后时间常数对于三相全控桥式整流电路，可取。 电流滤波时间常数 对于三相全控桥式整流电路，可取。 电流

18、环小时间常数 按小时间常数近似处理，取。 电流调节器的选择图5-1 电流调节器因为电流超调量，并保证稳态电流无静差，可按典型系统设计电流调节器电流环控制对象是双惯性型的，故可用PI型电流调节器。其模拟电路图如图5-1所示。二极管3VD1和3VD2起运放输入限幅，保护运放的作用。二极管3VD3、4VD4和电位器3RW1、3RW2用于正负限幅，调节3RW1或3RW2就可以改变下输出幅值或负限幅值。3R1是为了避0免运算放大器长期工作产生零点漂移，其阻值较大，可取4.7M。 电流反馈系数电流调节器参数计算 电枢回路电磁时间常数： 电流调节器超前时间常数： 电流环开环增益：要求时，就取，因此于是，电流

19、环的比类系数为 校验近似条件电流环截止频率：=135.1。晶闸管整流装置传递函数的近似条件：>满足条件。忽略反电动势变化对电流环动态影响条件： 满足条件。电流环小时间常数近似处理条件：，满足条件。计算调节器的电阻和电容取运算放大器的3=40，有=0.4240=16.8，取18，取1.7，取0.2。故，其结构图如下所示： 图51电流调节器5.2转速调节器的设计和校验（1） 确定时间常数：有则，已知转速环滤波时间常数=0.01s，故转速环小时间常数。（2）选择转速调节器结构：按设计要求，选用PI调节器 （3）计算转速调节器参数：按跟随和抗干扰性能较好原则，取h=4,则ASR的超前时间常数为：

20、，转速环开环增益 。ASR的比例系数为：。（4）检验近似条件转速环截止频率为。电流环传递函数简化条件为，满足条件。转速环小时间常数近似处理条件为：，满足近似条件。（5）计算调节器电阻和电容：取=40，则，取4300。，取0.02，取1。故。 其结构图如下： 图52 转速调节器校核转速超调量：由h=4，查得，不满足设计要求，应使ASR 退饱和重计算。设理想空载z=0，h=4时，查得=77.5%，所以=2（）（）=，满足设计要求第6章 系统MATLAB仿真本次系统仿真采用目前比较流行的控制系统仿真软件MATLAB，使用MATLAB对控制系统进行计算机仿真的主要方法有两种，一是以控制系统的传递函数为

21、基础，使用MATLAB的Simulink工具箱对其进行计算机仿真研究。另外一种是面向控制系统电气原理结构图，使用Power System工具箱进行调速系统仿真的新方法。本次系统仿真采用后一种方法。6.1 系统的建模与参数设置 系统的建模采用Simulink工具箱中的Power System模块组成的转速、电流双闭环直流调速系统如图6-1所示。模型由晶闸管-直流电动机组成的主回路和转速、电流调节器组成的控制回路两部分组成。其中的主电路部分，交流电源、晶闸管整流器、触发器、移相控制环节和电动机等环节使用Power System模型库的模块。控制回路的主体是转速和电流两个调节器。模型中转速反馈和电流

22、反馈均取自电动机测量单元的转速和电流输出端，减小了测速和电流检测环节，这不会影响仿真的真实性。电流调节器ACR的输出端其后面的环节运算后，得到移相控制电压，去控制整流桥的输出电压。而电流调节器ACR的输出限幅就决定控制角的最大和最小限制。 模型参数设置转速、电流双闭环直流调速系统的主电路模型主要由交流电源、同步脉冲触发器、晶闸管直流桥、平波电抗器、直流电动机等部分组成。采用面向电气原理结构图方法构成的双闭环系统仿真模型如图8-1所示。 图8-1 转速、电流双闭环直流调速系统的仿真模型转速、电流双闭环系统的控制电路包括：给定环节、ASR、ACR、限幅器、偏置电路、反相器、电流反馈环、速度反馈环等

23、，因为在本次设计中单片机代替了控制电路绝大多数的器件，所以在此直接给出各部分的参数，各部分参数设置参考前几章各部分的参数。本系统选择的仿真算法为ode23tb，仿真Start time设为0，Stop time设为2.5。6.2 系统仿真结果的输出及结果分析当建模和参数设置完成后，即可开始进行仿真。图8-2是双闭环直流调速系统的电流和转速曲线。从仿真结果可以看出，它非常接近于理论分析的波形。下面分析一下仿真的结果。图8.2双闭环直流调速系统的电流和转速曲线启动过程的第一阶段是电流上升阶段，突加给定电压，ASR的输入很大，其输出很快达到限幅值，电流也很快上升，接近其最大值。第二阶段，ASR饱和，

24、转速环相当于开环状态，系统表现为恒值电流给定作用下的电流调节系统，电流基本上保持不变，拖动系统恒加速，转速线形增长。第三阶段，当转速达到给定值后。转速调节器的给定与反馈电压平衡，输入偏差为零，但是由于积分作用，其输出还很大，所以出现超调。转速超调后，ASR输入端出现负偏差电压，使它退出饱和状态，进入线性调节阶段，使转速保持恒定，实际仿真结果基本上反映了这一点。由于在本系统中，单片机系统代替了控制电路的绝大多数控制器件，所以各项数据处理和调整都是在单片机内完成的，控制效果要好于本次的仿真结果。 从以上的仿真结果可看出，所设计的双闭环调速系统满足要求。二 交流调速系统建模与仿真1 引言随着电力电子

25、技术、变频技术和微型计算机控制技术的迅猛发展，电气传动技术进入了一个新的阶段。特别是矢量控制技术的出现，使得交流传动系统领导了电气传动的潮流，采用高性能的交流传动系统进行交流提升机的改造是极富吸引力的。在交流提升机的拖动控制改造方面，国内的许多单位和一些专家也作了许多努力。对矿井交流提升机的电控系统用可编程控制器进行改造，代替了原来的继电器控制，多级切换电阻，低频制动。此外将磁力站的接触器转换为真空接触器或双向晶闸管，提高了系统的可靠胜、降低了噪音，改造后的效果是显著的。但这些方案仍要串电阻，无法解决无级调速和节能的问题。能量指标是衡量调速系统技术经济性能的重要方面，而系统的效率与功率因数是能

26、量指针的主要内容。传统的串级调速系统虽然效率高，但是其功率因数却很低。因此，从节约能源的角度来说，就需要寻找方法来提高串级调速系统的功率因数，改善其效率。因此本文提出了新型斩波串级调速方案，与常规串级调速系统不同之处在于转子直流回路中加入了直流斩波器，转子整流器通过斩波器与逆变器相连接。逆变器的控制角可取为较小值，且固定不变，故可降低无功损耗，而提高系统的功率因数。斩波式逆变器串级调速系统虽然比传统的串级调速系统多了一个斩波器环节，但前者的逆变器容量较后者小，所节约的成本足以抵偿斩波器的成本。而且更重要的是前者比后者能够大大改善功率因数。2 斩波串级调速系统工作原理2.1斩波串调原理具有斩波控

27、制的串级调速系统原理图如图21所示。图21斩波控制串级调速系统原理图具有斩波控制的串级调速系统与普通串调系统相比在直流回路中增加了开关器件、隔离二极管,滤波电容。此三个元件构成斩波升压电路。有源逆变器的逆变角选择可以一个最小的固定的，因此为固定电压。在导通时，增加、截止。在截止时，通过流入逆变器，下降。直流回路各点波形如图2-2所示。图中为的开通时间，为的开断周期，为斩波器CH的驱动信号，为两端的电压波形，为经流二极管的电流波形，为流经斩波器的电流波形。改变的开通占空比，就可以改变的平均电压。在交流电机转速一定时，改变，就可以改变的大小，即改变电动机的转矩，从而达到调速的目的。 斩波电路和逆变

28、器的共同作用相当于普通串调系统中可调的有源逆变器的作用。只是后者的功率因数比较高，接近0.9，且恒定。图22斩波串调主电路波形2.2 双闭环调速系统为了提高静态调速精度及获得较好的动态特性，应采用具有电流负反馈与转速负反馈的双闭环控制方式。双闭环系统是一种具有电流闭环和速度闭环的反馈控制系统，较单闭环系统有着更为优良的静、动态特性。下面将着重介绍双闭环控制系统的工作原理。转速与电流双闭环调速系统结构及其特点：图23为具有双闭环控制的绕线异步电动机斩波串级调速系统的原理图。该调速系统采用转速外环和电流内环构成的双闭环系统对绕线式异步电动机进行转子斩波闭环控制。图中转速反馈信号取自于增量式光电编码

29、器，电流反馈信号取自直流主回路中设置的霍尔电流传感器。ASR, ACR分别为速度调节器和电流调节器，均为PI调节器，由数字信号处理信号（DSP)产生。由于受斩波器开关作用的影响，整流器输出电流是脉动的，会引起转矩的脉动，为抑制转子电流的斩波脉动率，在直流主回路中串接一个平波电抗器。PWM为脉宽调制器，用于产生斩波器的脉冲信号。图23有转子斩波器的异步电动机双闭环调速系统双闭环调速系统在电机调速中的特点是:在电动机启动时，起动电流很快的加大到允许过载能力值，并且保持不变，在这个条件下，转速n得到线性增长，当升到需要的大小时，电机的电流急剧下降到克服负载所需的电流值。这就要求在起动过程中，把电动机

30、的电流当作被调量，使之维持为电机允许的最大值，并保持不变。因此需要有一个电流调节器来完成这个任务。来自速度给定电位器的信号与速度反馈信号比较后，偏差信号送到速度调节器的输入端，速度调节器的输出端再送到电流调节器的输入端。电流调节器的输出电压再作为导通比为a的控制电压加至PWM后与PWM内的载波比较以产生脉宽调制脉冲波。该脉冲波经隔离去改变斩波器的占空比，可以调整转子电流，从而改变电动机 的转矩和转速。速度调节器和电流调节器均采用PI调节器。由于用了这两个调节器，一方面便于调整，另一方面使系统更容易完成对转速与电流的调节作用。两个调节器之间是串级连接的关系。从闭环反馈的结构上看，电流调节环是内环

31、;转速调节器是外环。2.3斩波串调系统的建模绕线式异步电动机斩波串级调速系统的主电路主要由晶闸管三相全控桥式有源逆变器、三相桥式二极管转子整流器、绕线式异步电动机、逆变变压器、滤波电抗器、斩波器件IGBT、二极管和电容等组成。主电路的建模根据三相绕线式异步电动机转子斩波串级调速系统的主电路组成框图，利用Simulink和Power System工具箱，在同步电源与六脉冲触发器模型封装后，将六脉冲触发器输出的脉冲放大，与其它模块连接即可建立主电路，与实际电路不同的是，这里的电流反馈信号直接引用了晶闸管有源逆变器输出的电流，转速反馈直接采用电机输出信号测量分路器中的电机转速 (rad/s)。（6脉

32、冲触发电路仿真如下图）图24 6脉冲触发电路仿真模型系统的建模利用Simulink和Power system工具箱，然后按系统的电气结构关系连接起来，即得到绕线式异步电动机斩波串级调速系统的仿真模型（主电路仿真模型见录）。如图25所示。图105斩波串级调速系统的仿真模型图252.4斩波串调系统的仿真系统的仿真参数电机参数:额定功率=280KW，线电压=220V，频率=50HZ，定子电阻=0.435和漏感=2mh，转子电阻=0.816。和漏感=2mH，互感=69.31 mH，转动惯量=0.089，极对数=2，三相绕线式异步电动机，同步旋转坐标系。设置仿真的终止时间为l Os，仿真算法选择ode23tb, ode23tb属于TR-BDF2算法，适合与求解刚性问题，对于求解允许误差比较宽的问题结果好。相对允许误差为,绝对允许误差为auto，变步长;仿真菜单选正常仿真。按照斩波串级调速系统先单元、后系统;先开环、后闭环;先内环、后外环;先调稳态精度，后调动态指标的调试原则进行系统调试。优化后的主要环节参数如下:交流电源:工频、相电压有效值127V;脉冲触发器开关信号为”0”，即开放触发器;晶闸管逆变桥参数:通态内阻0.001，通态电感0，冷态电阻10，冷态电感4.7F;二极管整流桥参数:通态内阻0.