103柯阴极保护电源中的开关变换器研究与设计

1、分类号 级公开 密UDC 学校代码10497题英题目阴极保护电源中的开关变换器研究与设计文Research and Design of Switching目Power Converetr for Cathodic Protection 柯 教授学位博士 指导教师名称自动化学院 430070 申请学位级别学科专业名称科学与工程 提交日期2014 年 6 月答辩日期2014 年 5 月学位授予答辩委员会 理工大学学位授予日期2014 年 6 月 教授评阅人吴细秀 副教授 向 馗 副教授 2014 年 6 月独 创 性本人，所呈交的是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中

2、特别加以标注和致谢的地方外，中不包含其他人已经或撰写过的研究成果，也不包含为获得理工大学或其他教育机构的学位或而使用过的材料。与我一同工作的同志对本明并表示了谢意。做的任何贡献均已在中作了明确的说签 名：日 期： 使用书本人完全了解理工大学有关保留、使用有关部门或机构送交的规定，即学校保留并向的复印件和，被查阅和借阅。本人承诺所提交的（含电子学位论理工大学可以文）为答辩后经修改的最终定稿，并将本缩印或其他学认可的的全部内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、保存或汇编本。同时经理工大，并有关机构或数据库使用或收录本会公众提供信息服务。（的在后应遵守此规定）（签名）：导师（签名）：日期：摘要金

3、属电化学防腐技术在现代工业设备、金属结构、舰船和港口设施的防腐工程中占有重要地位。外加电流阴极保护技术应用越来越广泛，使得人们对用于外加电流阴极保护的防腐电源提出了更高的要求。电力电子技术的进步促进了电源技术的发展，传统的防腐电源逐步从以晶闸管为主要开关器件的相控电源发展为器件的高频开关电源。本文结合金属防腐的应用背景，将数字倍流整流移相软开关变换器应用到阴极保护中，使得防腐电源体积更小、且工作效率更高。本文首先了阴极保护电源的研究背景及意义，阐述了阴极保护的工作原理、阴极保护电源的研究现状及其发展方向。对倍流整流移相器在各个开关模态的工作情况进行详细分析，并对其超前桥臂开关ZVS 变换滞后桥

4、臂开关管实现 ZVS 的差异进行了比较。接着利用一种新颖的号建模方法建立了倍流整流移相ZVS 变换器的号模型。然后对系统的各部分硬件电路进行了详细的设计计算，包括主功率电路高频变压器的设计、主功率开关管和输出整流二极管的选择、输出滤波电感和阻断电容的计算，以及驱动电路、信号调理电路和辅助电源电路的设计，并在此基础上利用 PSPICE软件对主功率电路进行了分析，以验证电路设计的正确性。再次，在该变换器号模型的基础上利用开关电源零极点补偿理论设计了系统的环路补偿器，使用软件对系统的函数的 Bode 图进行了对象传递函数、环路补偿器传递函数以及开环传递分析，以验证环路补偿设计的正确性，检查系统的静动

5、态性能是否满足设计要求。最后，根据结构和参数设计制作了一台 500W 的实验样机，采用 Microchip 公司的数字器 dsPIC33FJ16GS504 实现系统的数字，并给出了实验波形和结果分析。：阴极保护电源，倍流整流，移相，ZVS，数字，号模型IAbstractMelectrochemical anticorrosion technique occupies an important position inapplications such as anticorrosion engineering of modern industry equipments, m structures,

6、 ships and port facilities. With the wide use of impressed current cathodic protection technique, higher requirements for anticorrosive power supply, which employs impressed cathodic protection technique has been put forward. The progress of power electronics technology has promoted the development

7、of switching power supply, while the traditional anticorrosive power supply has gradually changed from phase-controlled method which regard thyristor as the main switching devices to high frequency switching power supply with fully controlled devices. In this thesis, the digital controlled phase-shi

8、fted full-bridge soft switching converter with currentdoubler rectifier is applied to cathodic protection based on the application backgroundof the manticorrosion, which makes anticorrosive power supply volume smallerand more efficient.This thesis firstly introduces the research background and the s

9、ignificance of the switching power supply for cathodic protection, expounds the working principle of cathodic protection, the research status and development direction of the switching power supply for cathodic protection, analyzes the working status in each switching mode about the phase-shifted fu

10、ll-bridge ZVS with CDR in detail, and compares differences in how to realize ZVS between the lead MOSFETs and the lag MOSFETs.Secondly a novel small signal m ing method is used to establish the small signalmfor phase-shifted full-bridge ZVS converter with CDR. Then the hardwarecircuit is designed in

11、 detail, including main power circuit (high frequency transformer, main power switching devices, output rectifier diodes, output filter inductor and blocking capacitor), driving circuit, signal processing circuit and auxiliary power supply. Meanwhile, parameters are carefully calculated. In addition

12、, simulations based on PSPICE of the main power circuit are demonstrated to verify the circuit design. Moreover, the theory of zero-pole compensation is applied to design thecompensator. According to the designed compensator, Bode diagrams of the systemcan be drawn and analyzed usingto see whether t

13、he static and dynamicperformance can meet the requirements or not. Finally, a 500W prototype usingIIdsPIC33FJ16GS504 as the main controller is developed to verify the design, and theexperimental waveforms and analysis are also given.Keywords：switching power supply for cathodic protection，current dou

14、bler rectifier，phase-shifted full-bridge，ZVS，digital control，small signal mIII目录摘要IABSTRACTII第 1 章 绪论11.1 课题研究背景及意义11.2 阴极保护原理21.3 阴极保护电源的研究现状51.4 开关变换器的发展方向61.5 本课题研究内容7第 2 章 阴极保护电源开关变换器结构与原理分析92.1 阴极保护电结构92.2 开关变换器基本拓扑与工分析102.3 超前滞后管实现 ZVS 的差异182.4 本章小结19第 3 章 开关变换器号模型分析203.1 PWM 型开关变换器的号建模203.2 倍

15、流整流移相3.3ZVS 变换器的号建模21与分析303.4 本章小结31第 4 章 阴极保护电源开关变换器硬件电路设计324.1 主功率电路的设计324.1.1 高频变压器的设计324.1.2 主功率管的选择374.1.3 输出整流二极管的选择384.1.4 输出滤波电容的选择384.1.5 输出滤波电感的计算394.1.6 阻断电容的计算424.2 主功率电路分析454.3 驱动电路的设计47IV4.4 信号调理电路的设计484.5 辅助电源的设计494.6 本章小结50第 5 章 开关变换器的数字设计51. 515.1 开关电源数字技术与5.2信号的生成535.3 反馈环路的补偿545.4

16、 数字器的设计585.5 本章小结61第 6 章 实验结果与分析626.1 轻载实验626.2 半载实验646.3 满载实验666.4 本章小结68第 7 章 总结与展望697.1 全文工作总结697.2 今后工作展望70致谢71参考文献72V理工大学第 1 章 绪论1.1 课题研究背景及意义随着全球的飞速发展以及人口的激增，人类对能源的需求日益增加，在这种背景下，石油天然气等油气得到大规模的开发利用，管道技术迅速发展，并且在天然气等流体类能源体系中扮演越来越重要的。在水、石油、方式无法企及的的方面，管道有着其他突出优势1。据全统计，世界范围内的主要管道干线总里程已经超过了 300 万公里，并

17、且仍在以惊人的速度迅速增长，这些的调配和的可持续发展作出了不可磨灭的贡献2。为全球能源土壤的成分十分复杂，既有固态和液态成分，也有气态成分，这些成分构成的化学环境时刻侵蚀着埋在的金属管道。土壤中的复杂成分使金属表面发生了化学反应，形成了许许多多腐蚀微电池，其中有的地方电位为负， 发生金属的腐蚀溶解，我们称之为腐蚀微电池的阳极，而有的地方电位为正， 发生化学上的氧化还原反应，我们称之为腐蚀微电池的阴极，另外土壤中的水则为阴极和阳极之间的电流提供了流通回路。金属腐蚀看似普通，随时随地都有发生，但是这种现象会造成相当严重的损失。首先是方面的损失，金属材料会因腐蚀而造成巨大的直接或间接的损失，保守估计

18、每年全球因金属腐蚀而报废的钢铁材料相当于年钢铁生产量的 30%左右，虽然我们可以利用各种先进的技术对其中的一部分回收再利用，但由于腐蚀的仍会有 10%左右的白白浪费掉。然而金属设备的腐蚀毁坏带来的间接损失则远远大于金属材料本身的价值，例如、桥梁、轮船、飞机、锅炉等等，它们需要复杂的技术和工艺，其成本远远超过金属原材料的价格。根据美国 NBS 的统计，1975 年全年金属腐蚀给美国造成的损失高达 700 亿之多，占当年 GDP 的 4.2%。在 1997 年由于金属腐蚀造有关金属腐蚀造成的损失的研另根据 1999 年光明日报的相关，我国成的损失超过了 2800 亿元。此外，一些其他究结果也己经向

19、外界公布，据统计这些的金属腐蚀损失大约占生产总值(GDP)的 3%4%左右；其次是安全性方面的影响，金属腐蚀可能造成一些重要设备或者零部件的致命性毁坏，从而重特大事故，例如轮船船体受1理工大学到海水腐蚀形成孔洞漏水导致轮船沉没，容器由于金属腐蚀发生，储存是物质的金属容器由于金属腐蚀发生泄漏等等，此类事故不胜枚举；再次环境方面的影响，金属腐蚀不仅会浪费地球上有限的金属，而且金属腐蚀形成的蚀坑还会造成工程中有害物质的泄漏，进而造成环境污染和人类健康问题，如金属供水管道中的腐蚀产物将会随着水流一起进入千家万户，从而直接或间接进入，室外的金属腐蚀物浸入土壤和地表水会破类赖以生存的的洋污染1。环境，海底

20、油气管道由于金属腐蚀引起油气泄漏会造成海由上述分析可知，金属腐蚀已经给发展和人类生活等各个方面都造成了严重的影响，我们必须采取有效的方法来降低金属腐蚀速率，以避免金属腐蚀造成的事故给人类带来的影响。人类在同金属腐蚀这一自然现象作顽强科研成果。的过程中，不断摸索和总结其中的科学规律，已经取得了一定的金属腐蚀，目前工程师们通常采取的技术方法主要有合理设计、选用恰当的金属材料、埋地金属管道的生存环境、对金属表面采取防腐处理，以及采用耐腐蚀性能更好的非金属材料等等。目前在工程应用上一般都会同时采用几种技术，以期达到更好的防腐效果。其中电化学保与防腐涂层应用得到了广泛的应用，它可以弥补单一方法的缺陷，从

21、而更加和自动化技术的彻底有效地抑制金属材料的腐蚀。随着微电子技术、不断发展，研究设计出具有更高可靠性、更好安全性、不间断供电、维护方便（甚至免维护）、化、智能化的新一代防腐系统就迫在眉睫34。1.2 阴极保护原理所谓的阴极保，顾名思义就是将需要被保护的金属设备看作阴极，并使其极化，从而消除表面的电化学不均匀性，从而达到金属保护的目的。阴极保是一种非常有效的防腐措施，应用历史也已经超过百年，且使用范围越来越广泛5。一些要求在腐蚀介质中使用数十年的设备，例如海洋钻井平台、码头、轮船、埋地金属管道、电缆等，我们必须采用阴极保护的方法来降低金属的腐蚀速率，增强其耐腐蚀性，延长金属设备的使用。工程应用数

22、据表明，阴极保护产生的效益十分显著，可以算一笔账，我们需要超过 1亿元的费用来建造一座海上钻井平台，而使用阴极保护的施工费仅仅需 1002理工大学200 万元，占其中很小一部分，如果不采用防腐措施的话，平台的使用5 年，而采用阴极保护后可使用 20 年以上。只有的原理如图 1-1 所示6，下面结合图例对其机理加以分析说明。阴极保当未采用阴极保护时，金属表面腐蚀微电池的阳极、阴极极化曲线 EOA 和 EOC 在点 S 相交，该点对应的电位和电流分别为金属的自腐蚀电位 Ecorr 和腐蚀电流Icorr 。腐蚀微电池的阳极在 Icorr 的作用下不断溶解，从而被腐蚀破坏。现在考虑对金属采用阴极保护的

23、情况，此时金属的总电位在外加阴极电流 I1 的作用下由原先的 Ecorr 变到 E1 ，总的阴极电流 IC1 包括外加的阴极电流 I1 和金属阳极的腐蚀电流 I A1 。从图中显而易见这时的金属腐蚀微电池阳极电流 I A1 比原先未加保护时减小了，也就是腐蚀过程减缓了，从而部分保护了金属体。金属体的电位随着外加阴极电流的增大而减小，直至外加阴极电流 IC外 提供全部电流，此时金属阳极电流将减小为零，金属体的总电位等于腐蚀微电池阳极的起始电位 EOA ，这时候金属体的表面只会发生阴极的还原反应，而没有了金属阳极的溶解，金属体从而得到了完全的保护，我们称此时的金属体电位为最小保护电位。由上文的分析

24、我们可以得到这样的结论，即要使金属体不被腐蚀得到完全的保护，我们可以用阴极保护的方法将它阴极极化到其腐蚀微电池阳极的平衡电位。为了使保护效果更好，在实际工程应用中，通常选择比腐蚀微电池的阳极平衡电位稍低一些的保护电位7。EAEOCIcorrEcorrSE 1I 1EOACI0I A 1I C 1I C 外图 1-1 阴极保护原理示意图3理工大学目前最常用的有两种阴极保种则称之为外加电流阴极保，一种称之为牺牲阳极阴极保，另一。牺牲阳极阴极保的原理，就是寻找一种新的金属材料并将它与被保护金属体连接起来，这种新材料的电位必须比被保护金属体更负，让它充当牺牲阳极，为被保护金属体提供阴极保护电流，使被保

25、护金属体极化，从而达到降低腐蚀速率的目的。由于被保护金属体的电位比牺牲阳极的电位高，两者之间的电位差就会产生一个电流从牺牲阳极流出，然后阴极电流通过电解质提供给被保护金属体，再经过土壤流回牺牲阳极，形成了一个完整的电流回路，阴极极化电流将金属体极化，因此得到了保护。阳极金属材料随着的电流不断被腐蚀消耗掉，牺牲阳极法因此而得名。牺牲阳极阴极保不需要外加电源，也不用花很多时间去管理它，且对邻近构筑物造成的干扰很小，但是这种方法的保护范围较小，保护电流也不能连续可调，投产调试工作较为繁琐。外加电流阴极保就是将外加电源的负极与被保护金属体相连接，对金属体进行保护的阴极保护电流由外加电源提供，从而降低腐

26、蚀速率。埋地的辅助阳极将外加电源提供的保护电流引入，然后再通过土壤介质流回被保护金属体，这样一来需要被保护的金属体就变成了阴极，在其表面上不发生金属离子的氧化反应而只发生还原反应，进而可以抑制其腐蚀过程。外加电流阴极保从 20 世纪早期开始就在工业上得到了广泛的应用，效果较为理想，常应用于土壤及海泥中金属体的防腐。 与 牺牲阳极阴极保相比，外加电流阴极保的驱动电压较高，输出电流较大并连续可调，可根据被保护金属体的大小调节输出电流，保护范围比较大，特别适合于那些大口径、长距离的油气输送管道的防腐。为了延长其使用，可选用可靠性更好的不溶性阳极。当然，这种方法需要增加外部电源，从而增加了设备成本，且

27、对附近的构筑物有一定的干扰，此外需要定期对其进行维护管理。外加电流阴极保护系统主要由直流电源、参比电极以及辅助阳极等几个主要部分节，始终。直流电源的输出电流可以根据外界腐蚀环境条件的变化而自动调被保护金属体的电位在保护电位范围内波动。参比电极通过与外加直流电源配合来被保护金属体的保护电位，一般要求参比电极较难被极化，可逆性也要好，可以使电位保持长期的稳定、灵敏、准确。辅助阳极用来把保护电流输送到被保护的金属体上，可以用来做辅助阳极的材料应该具有良好的导电性和耐腐蚀性，取材方便，价格低廉。长，通流能力强；有较好的机械强度，易于；4理工大学1.3 阴极保护电源的研究现状由前文可知，外加直流电源是外

28、加电流阴极保护系统中一个十分的部件。目前国内广泛使用恒电位仪给阴极保护系统提供外加电流，恒电位仪能够使电极电位保持恒定，它主要在金属体的腐蚀电解质电位经常波动的环境中应用，比如像航行中的船，它的电解质流速不断变化。据全统计，恒电位仪已经远不止占领了国内外加电流阴极保护市场的半壁。现在市场上像可控硅恒电位仪、磁饱和电抗器和晶体管恒电位仪等各种各样的恒电位仪琳琅满目。其中可控硅恒电位仪在国内市场被广泛使用，它的输出功率大，使用器、晶闸管整流器、长，主要组成部件有电位给定器、脉仲触发器、直流放天保护器和稳压电源等。现在我们来简单分析一下恒电位仪是如何工作的。将分别测得的参比电极电位(V参 )与电位给

29、定器的给定电位（V给 ）作一个比较得到一个电位差( DV )，DV 经晶体管做成的直流放大器信号放大后供给后级的脉冲触发器，脉冲触发器就会输出移相范围的大小与直流放大器的输出电压大小成正比的移相脉冲，然后由该触发脉冲触发晶闸管整流器，晶闸管导通角的大小与触发脉冲的移相范围大小成正比，所以我们可以知道可控硅整流器的输出电流值与信号电位差大小成正比。若恒电位仪工作的外界环境条件发生变化，或者是电源的电压出现了波动，使得参比电极测出的被保护金属体的电位发生正向移动，那么由前分析可知直流放大器的输出也将会随着增大，脉冲触发器的移相角也会随之增大， 输出电压随之变大，进而流到被保护金属体上的电流也会增大

30、，使其体电位负向移动，直至与给定电位值相等，反之亦如此，在此不再赘述8。根据前文的描述我们可以知道，恒电位仪是目前国内使用比较广泛的阴极保护电源，这种电源采用的是传统的电力电子技术，也就是以可控硅（即晶闸管）作为功率开关器件的整流技术，这种技术经过多年的研究发展，应用已经相当成熟，但是也仍具有许多缺点：（1）晶闸管是电流型器件，相比之下其开关速度较慢，所以限制了变压器的工作频率的提高，这样的话恒电位仪的体积做得十分庞大笨重，占用空间7，也耗费了的金属，不利于降低成本；（2） 电网电压的波动会使工作电压发生变化，从而影响输出的稳定性；（3） 效率比较低，不利于节能；（4） 低压大电流输出的工作条

31、件下，有很大的纹波和严重的谐波污染，对5理工大学电网侧的干扰比较大；（5） 系统的抗外界干扰的能力比较差，这样一来就容易使功率管误导通；（6） 工作时的噪声污染严重。随着现代电力电子技术的发展，许多具有更加优良性能的功率器件和更先进的的方法相继涌现，与此同已经出现了的电路拓扑、更加精确理论以及更加完善的电路分析方法，所有的这些都为研制出静动态性能更好、重量更轻、体积更小、效率更高、更加智能化的新型金属防腐电提供了更为有利的客观条件9。与传统的恒电位仪相比，新型的金属防腐电源应该具备以下的一些优点：（1） 高开关频率，小型化、轻量化；（2） 高效率和高功率因数；（3） 稳定精度高；（4） 噪声污

32、染小；（5） 模块化工作，冗余度高，方便进行维护；（6） 自动化程度高，高度智能化。基于以上的分析，我们可以预见用具有更加良能的现代电力电子器件（如 MOSFET、开关电源取代）取代以可控硅为的传统电力电子器件，用高频化的方式的传统电源，用更智能化的方式和技术取代落后的方式和人工，具有这些优点的智能化电源是现代防腐电发展的必然趋势1。1.4 开关变换器的发展方向开关电源的发展离不开电力电子技术的发展，而电力电子技术的发展又反过来促进了开关电源的进步，二者是密切相关的。随着半导体工艺水平的提高以及电力电子理论研究的深入，性能良好的电力电子器件不断涌现。在现关电源技术中，普遍使用 MOSFET 作

33、为功率开关器件，这得益于 MOSFET较之其他功率器件具有良好的性能。作为电压型器件的 MOSFET，其驱动电路简单，驱动功率较之功率晶体管要小很多，且开关频率可以做得很高。随着相关学科技术的不断发展，现（1）高频化关电源技术正朝着以下几个方向发展：早期的开关电源普遍使用功率晶体管作为开关器件，驱动电路复杂，开关6理工大学频率也较低。从变压器相关理论可知，工作频率越低则变压器体积越大，故早期的开关电源体积都做得很大。而现关电源中广泛使用电压驱动型器件MOSFET 作为功率器件，开关频率高，可以达到上百甚至数百 KHz，从而使电源体积不断减小，功率密度越来越高1011。随着半导体技术的不断进步，

34、不断涌现的新型功率器件将会为开关电源的高频化提供强大新动力。（2）数字化传统的开关电源采用模拟方式，一般使用许多分立元器件搭建而成，其响应速度、精度等都由电路的拓扑结构和元器件本身的参数决定，如果我们想要将开关电源的性能进一步提高，那就只能在电路拓扑结构上面做文章或者使用性能更好的元器件，但这会对电源的研发带来诸多不便。此外，模拟信号在传输过程中还会出现波形失真、畸变以及受到电磁干扰等影响，这些都不利于提高开关电源的性能12。随着数字电子技术的不断发展，各个半导体公司相继推出的数字器的精度不断提高，运算速度也越来越快，能够满足开关变换器应用设计的需求。开关电源采用数字很多复杂的先进技术好处很多

35、，不仅设计灵活，便于修改，而且能够将算法应用到其中，可移植性强，能大大提高开关电源的性能。所以，开关电源数字化有着非常广阔的前景1113。（3） 高效率传统的开关电源在硬开关条件下工作，此时开关管的开关损耗严重，且随着开关频率的提高开关损耗将显著增大，二极管的反向恢复问题也将变得更加严重，这些因素降低了电源的效率，且限制了变换器的高频化、小型化发展， 也难以进一步提高其功率密度14。然而相比之下，软开关方式的变换器的开关管在零电压开关（ZVS）或零电流开关（ZCS）模式下工作，能够大大降低功率开关管的开关损耗，从而提高电源的整机效率和工作频率，这样也更符合节能环保的要求。（4） 模块化如果开关

36、电源采用模块化设计的话，一方面可以实现分布式电，另一方面也可以轻松进行并联扩容以灵活改变输出功率。而且模块化电源的冗余度高，运行稳定可靠，设计起来也更为简便。目前已经有很多商品化的模块电源面市。1.5 本课题研究内容7理工大学本文结合应用背景，阴极保护电源的应用特点，采用带倍流整流的移相零电压开关（ZVS）变换器拓扑结构设计并制作了一台 500W（50V/10A）的实验样机，器为 Microchip 公司的数字处理器 dsPIC33FJ16GS504，系统开关频率为 100kHz。本文具体所做的工作如下：（1）研究了倍流整流移相ZVS 变换器的工，详细分析了电路在各个模态的工作情况，并对超前桥

37、臂开关（ZVS）的差异进行了分析比较；滞后桥臂开关管实现零电压开关（2）运用状态空间平均法建立了倍流整流移相ZVS 变换器的号模型，并用软件得到对象的；（3）对倍流整流移相ZVS 变换器的硬件电路参数进行了详细的设计计算，主要包括主功率电路、驱动电路、信号调理电路和辅助电源的设计，并用软件 PSPICE 对主功率电路进行了；（4）运用开关变换器零极点补偿理论设计了环路补偿器对系统进行校正，并详细设计了数字系统；（5）制作了一台实验样机，验证分析思路和设计方法是否正确。8理工大学第 2 章 阴极保护电源开关变换器结构与原理分析绪论部分已对阴极保护电源的工作了一个简单的，并阐述了开关 电 源 的

38、发 展 方 向 。 本 章 将 结 合 阴 极 保 护 电 源 的 特 点 ， 重 点 对倍流整流移相ZVS变换器的基本拓扑和工进行详细的。2.1 阴极保护电结构油气输送管道大多处于沙漠等人迹罕至的地方，这些地区电网无法覆盖，而使用远距离输电的成本又太高，这些决定了阴极保护电的应用环境条件。为了给这些孤立的阴极保护电供电，以太阳能和风能等可再生能源的微电网系统是一个非常好的选择。同时，在这些环境下工作的系统最好实现模块化结构，这样维护起来就相对容易。因此，我们要求阴极保护电源系统具有高效率和高功率密度的特点，而传统的以恒电位仪为显然不能满足这些要求，所以研究新型的阴极保护电必要。的阴极保护电就

39、显得尤为一种新型的阴极保护电结构如图 2-1 所示，整个系统由光伏或者风能供电（或者由其他的交流电经整流得到所需的直流电），由于每个阴极保护电源系统功率有限，它所能保护的金属结构大小是一定的，故需要根据实际应用情决定所需的阴极保护电的数量（图中画出了 2 个完全一样的阴极保护电）。由图可知，阴极保护电由外加的开关变换器、电位检测和器、辅助阳极和参比电极等组成。开关变换器是阴极保护电中一个十分关键的组成部分，它的主要作用是为被保护金属结构提供阴极极化电流， 其性能的好坏将对整个系统产生重要的影响。实际应用时将开关变换器的负极 与被保护金属结构相连接，正极与辅助阳极相连接，然后再放置一个标准的长

40、效参比电极。阴极保护电流由开关变换器的正极流出，依次流经辅助阳极、土 壤电解质和被保护金属结构后流回开关变换器的负极，如此形成一个完整的闭 合回路，这样一来被保护金属结构就作为阴极，表面不发生金属离子的氧化反 应而只发生还原反应，进而抑制了腐蚀过程。参比电极用来与开关变换器配合，检测被保护金属结构的保护电位，通过调节开关变换器的输出电压来确保被保9理工大学护金属结构得到充分的保护。阴极保护的电化学原理已在第述，在此不再赘述。1章有过详细的阐图 2-1 阴极保护电结构2.2 开关变换器基本拓扑与工分析由图 2-1 可知，开关变换器是阴极保护电中的重要组成部分，是本文研 究 的 重 点 。 本 设

41、 计 中 的 开 关 变 换 器 将 采 用 副 边 带 倍 流 整 流 的移相ZVS变换器，其基本拓扑结构如图 2-2 所示。图中4 是超前桥臂和滞后桥臂的四个功率开关管，而 D1 : D4 和C1 : C4 则分别是相对应开关管的体二极结电容（也可以是外加的二极电容），Llk 是变压器绕组的漏感，Cb 为串接在绕组的阻断电容， DR1 和 DR 2 是副边的输出整流二极管， C f 是10理工大学输出滤波电容，Lf 1 和 Lf 2 是输出倍流整流电路的两个输出滤波电感，RLd 表示负载。为了开关管的软开关能够更容易实现，将移制方式应用于该变换器，每个桥臂的上下两个开关管互补导通（实际电路

42、为防止同一桥臂的开关管直通会留有一定死区），超前桥臂和滞后桥臂相对应的开关管的驱动脉冲之间相差一个，称之为移相角，我们通过调节这个移相角的大小来调节输出电压的大小，这就是移制方式与传统的 PWM方式调节占空比大小的不同之处所在15。其中，Q 超前于对管Q ，Q 超前于对管Q ，故超前桥臂由Q 和Q 组成，1滞后桥臂由Q2 和Q4 组成。43213L f 1Q1Q2C 2C 1DDLlkDR1i s12VAiDR1OVini pCbBiDR2DTR2rQ 3Q4Lf 2C 4C 3D3D4图 2-2 倍流整流移相ZVS变换器基本拓扑倍流整流移相ZVS变换器的工作波形如图 2-3 所示。在开始具体

43、分析电之前，我们首先作出如下的假设16：二极管都看作是理想的元器件；路在各个开关模态的详细工（1）所有的功率开关（2）所有的变压器、电感器和电容都看作是理想的元器件；（3） C1C3Clead , C2 Lf ;C4Clag ;（4） Lf 1Lf 2（5）输出滤波电容Cf 视为无穷大，因此可以将输出电压VO 看成一个恒压源。在一个周期中倍流整流移相ZVS变换器一共有 12 种开关模态，现将变换器在前半周期内各模态的工作情况仔细分析如下， 相对应的各开关模态等效电路如图2-4 所示。因为变换器在后半个周期的工作情况与前半个周期大致相同，我们在此就不再详细展开讨论。11C fRLd理工大学Q1Q

44、1Q 3tQ4Q2Q4tvAB0VintVini p0tvCb0tI Lf maxiLf 1iLf 1 + iLf 2iLf 2t0I Lf miniDR2iDR 1t0t 0t 1t 2 t 3t 4 t 5t 6t 7 t 8 t 9t10 t11 t12t13图 2-3 倍流整流移相ZVS变换器的工作波形（1）开关模态 0： t1 时刻之前模态等效电路如图2-4（a）所示。由图可知，在t1 时刻之前，开关管Q1 和Q4是导通的，此时两个桥臂的中点之间的电压VAB 等于输入直流母线电压Vin ，流ip 流经开关管Q1 、变压器Tr绕组、阻断电容Cb 和开关管Q4 ，由同名端可知变压器副压为

45、正，输出整流二极管 DR 2 导通， DR1 截止，能量通过12理工大学滤波电感 Lf 1 、滤波电容Cf 和整流二极管 DR 2 供给负载。滤波电感 Lf 1 两端的正电压使流过其中的电流iLf 1 不断增大，而滤波电感 Lf 2 两端的负电压使流过其中的电流iLf 2 不断减小。流经两个输出滤波电感的电流iLf 1 、iLf 2 和绕组电流ip 的表分别为Vin KVO(tt )I+i(t)(2-1)Lf 1100LfVOi(t)I(tt )(2-2)Lf 2200Lfip (t)is (t) KiLf 1 (t) K(2-3)其中，K 是变压器副边的匝比，KNP NS ，I10 和 I2

46、0 分别是输出滤波电感 Lf 1 和 Lf 2 在t0 时刻的电流大小。（2）开关模态 1： t1,t2 模态等效电路如图2-4（b）所示。由图可知，在t1 时刻关断开关管Q1 ，则原流ip 给Q1 的结电容C1 充电，同时给Q3 的结电容C3 放电，由于结电容C1 和C3的，Q1 漏极和源极之间的电压VDS 的上升率受到限制，因此Q1 可近似看作是流ip 对阻断电容Cb 进行充电，导致Cb 两端电压vCb零电压关断。与此同时慢慢上升。在这个时间段里，流ipiLf 1K ，由于输出滤波电感 Lf 1 比较大，那么其电流iLf 1 基本上会保持不变，故可认为ip 也保持不变，可看作是一个近似的恒

47、流源，这样的话C1 两端电压将会线性增大，C3 两端电压将会线性减小，其表分别为I p (t1 ) (tv (t)t )(2-4)C112CleadI p (t1 ) (tv (t)Vt )(2-5)C 3in12Clead在t2 时刻，功率开关管Q3 的结电容C3 两端的电压已经下降到零，此时其内部寄生二极管 D3 将会自然导通，从而使开关模态 1 结束。该模态持续时间表达式为13理工大学2CleadVint(2-6)12I (t )p 1（3）开关模态 2： t2 , t3 模态等效电路如图2-4（ c ）所示。由图可知， D3 自然导通以后，开关管Q3 可以零电压开通，因此为了使Q3 可

48、靠地零电压开通，超前桥臂开关管Q1 和Q3 的驱动脉冲信号之间的死区时间td (lead ) 应该大于t12 。虽然在这个时候开通了Q3 ，但是其实并没有电流流过它，仍由 D3 继续流通ip 。在这个开关模态中，两个桥臂的中点电压vAB0 ，阻断电容Cb 的电压使流ip 减小，同样地，副流is也会相应地减小，并且会使 DR1 开始导通。此时由于 DR1 和 DR 2 两变压器的次级侧电压将会被箝位在零电位，所以根据变压器的通了，关系此时初级侧电压也为零，这样一来变压器绕组漏感 Llk 将承担阻断电容Cb 两端的电压，阻断电容和漏感之间产生谐振17。在这个时间段里，两个输出滤波电感两端的电压均为

49、 VO ，在这个负电压的作用下其电流均要线性下降，并且 Lf 2的电流iLf 2 将从正值变为负值。在t3 时刻， isiLf 2 ，那么就有iDR 20 ，输出整流二极管 DR 2 将自然关断，而此时iDR1iLf 1 + iLf 2 ， DR1 会继续导通，从而完成了两个整流二极管的换流。在这个时间段里两个输出滤波电感的电流、流以及阻断电容两端的电压表分别为VOi(t)I(t )(tt )(2-7)Lf 1Lf 1 22LfVOi(t)I(t )(tt )(2-8)Lf 2Lf 2 22Lfi (t)VCb (t2 ) sin w(t) cosw(t) + I (ttt )(2-9)wLp2p 22lkvCb (t)wLlk I p (t2 ) sin w(tt2 ) + VCb (t2 ) cosw(tt2 )(2-10)式中， w1Llk Cb 。（4）模态 3： t3, t4 模态等效电路如图2-4（d）所示。由图可知，在这个时间段里，开关管Q3 的寄生体二极管 D3 和开关管Q4 继续导通，此时两个桥臂中点电压vAB0 。副流二极管 DR 2 关闭而