一种非隔离型双Buck光伏并网逆变器研究.docx

1、种非隔离型双Buck光伏并网逆变器研究代云中，张荣飞，王一帆，顾述升(西'南石油大学，电气信息学院，四川成都610500)摘要：为了抑制非隔离型光伏并网逆变器(NPGCI)的共模漏电流，提出一种非隔离型双Buck光伏并网逆变器(NDPGI)拓扑。首先，使逆变器处于能使共模电压保持恒定的半周期运行模式。接着，对半周期运行模式下NDPGI的运行模态和共模漏电流进行分析。之后，设计了采用滞环电流控制(HCC)的双Buck光伏并网逆变器系统，通过控制逻辑设计使NDPGI实现半周期运行模式。最后，通过实验验证了NDPGI拓扑结构的合理性及其共模漏电流分析的正确性。关键词：并网逆变器；共模电压；滞

2、环电流控制中图分类号：TM464文献标识码：A文章编号:1000-100X(2019)05-0053-04ResearchontheNon-isolatedDual-BuckPhotovoltaicGrid-connectedInverterDAIYun-zhong,ZHANGRong-fei,WANGYi-fan,GUShu-sheng(SouthwestPetroleumUniversitytChengdu610500,China)Abstract：Tosuppressthecommon-modeleakagecurrentofnon-isolatedphotovoltaicgrid-co

3、nnectedinverter(NPGCI),anovelnon-isolateddual-Buckphotovoltaicgrid-connectedinverter(NDPGI)topologyisproposed.Firstly,ahalf-cycleoperationmodecanmakethecommon-modevoltageconstantiscarriedout.Secondly,operatingmodesandcommon-modeleakagecurrentofNDPGIinthehalf-cycleoperationmodeareanalyzed.Thirdly,the

4、dual-Buckphotovoltaicgrid-connectedinvertersystemwithhysteresiscurrentcontroller(HCC)isdesigned.Meanwhile,thehalf-cycleoperationmodeisachievedbythedesignofcontrollogic.Finally,thecorrectnessofthenovelcircuittopologyandtheanalysisofcommon-modeleakagecurrentareverifiedbyexperimentalresults.Keywords:gr

5、id-connectedinverter；common-modevoltage；hysteresiscurrentcontrollerFoundationProject:SupportedbyNationalKeyResearchandDevelopmentProgramofChina(No.2016YFF0203400)1引言NPGCI具有体积小、成本低和效率高等优点叫但因NPGCI没有隔离变压器来实现电气隔离，使光伏电池板与电网间会形成闭合回路，当共模电压高频变化时，会引发较大的共模漏电流。双降压式并网逆变器具有无器桥臂直通问题、开关管无需设置死区的特点，且交流侧开关管仍存在直通问题。文献

6、2提出了一种双降压全桥并网逆变器(DFGI)的方法，避免了交流侧开关管的直通问题，但在续流阶段，该拓扑并未实现直流侧与电网的隔离，共模电压不恒定，会导致DFGI存在漏电流，存在较大的缺陷。为此，提出一种NDPGI电路拓扑，并设计相应的滞环电流控制器，最后对其进行实验验证。2NDPGI拓扑及其共模漏电流分析2.1NDPGI电路拓扑NDPGI与DFGI拓扑电路如图1所示。基金项目：国家亶点研发计划(2016YFF0203400)定稿日期：2018-09-03作者简介：代云中(1984-),男，四川泸县人，讲师，研究方向为并网逆变器拓扑姑构。图1NDPGI电路与DFGI电路拓扑Fig.1NDPGIc

7、ircuitandDFGIcircuittopology在图la中，Vl%为功率开关管；LhL2,L3及上为防止同桥臂开关管直通的电感；La,Lb为并网滤波电感；峋为电网电压；VD|,VD2为独立高性能第53卷第5期2019年5月二极管/,8,C,0分别为上、下桥臂的中点，C点为峋接地点；P,N分别为直流电源的正、负端。Gv为N端，G点间的寄生电容。与图lb中的DFGI相比较,NDPGI在直流电压正端加了一个%,但减少了2个高性能二极管VD3,VD4,并不会增加功率管的成本；网侧采用心,儿双电感滤波可消除并网逆变器差模电压。NDPGI采用了6个电感，其中L】,或L,及心这4个独立电感采用解耦集

8、成技术实现耦合，与DFGI相比，不会增加电感磁芯和绕组的体积与重量，使实用性得到保障。2.2共模漏电流的抑制为减小器件V.-V5的开关损耗，NDPGI以半周期模式运行。V.,V4及V、于正半周期导通，V2,V,于负半周期导通。VlV$的驱动波形和桥臂输出电压UAB,Ucd波形如图2所示。其中，UgV5在正半周期与"N相同，在负半周期与相同；在正半周期u此保持导通状态，L无需续流回路；同理，在负半周期峋、3保持导通状态，心无需续流回路。图2V.-V,驱动波形及山,叱,波形Fig.2V|V5driverwaveformsanduABtUcowaveforms为分析逆变器的共模漏电流，需建

9、立NDPGI的共模谐振等效电路。由于Gv具有隔离直流电源的作用，因此基仅与交流电压源有关。当不考虑,对.的影响时，从图2可知在正半周期时ViN及队工作,V2,V3一直关断，再结合图la可得NDPGI在正半周期等效共模谐振电路如图3a所示。同理，图3b为负半周期等效共模谐振电路O其中，“AN,UfiN,Ucfi及UflN为逆变器A,B,C,O点与直流电源负极N之间的电压。Zg为逆变器和电网间的接地阻抗，且Z*的容性成分远小于Ci,感性成分远小于La,Lb,在谐振电路仅起阻性衰减作用，因此在漏电流分析时可忽略。(a)正半周期(b)负半周期图3共模谐振等效电路Fig.3Equivalentcircu

10、itofcommon-moderesonantVol.53,No.5May2019设始为NDPGI有效共模电压，由文献3得：5=8+(知2)0|+七)-(心+疆/心+心+心+扇(1)式中：K.为共模电压，如=(%+如)/2；如为差模电压，由式可知，当如L尹如扁时，如不为零。因此，为消除如对共模漏电流遍的影响，令L+La=L4+LBo为便于分析，令L=L2=£3=£4,La-Lb,则式(1)可改写为：=(+)/2(2)由图3可知，>可表示为：妇也(3)结合式(2),(3)可知，若皿件"於在正半周期保持恒定，则能有效抑制正半周期的3。同理，分析图3b可得负半周期

11、的为：5=如=(“6+妃)/2(4)因此，若“G+Um在负半周期保持恒定，则能有效抑制负半周期的遍。3NDPGI工作原理与共模漏电流分析为分析NDPGI在正、负半周期的工作情况，设入网电流A在正半周期从4点流向8点时为正，玷在负半周期从C点流向D点时为正。根据.的方向和VlVs的开关情况，可得NDPGI在一个周期内的4种工作模态。模态1当>0,V,V4及V5导通,V2,V3关断时，U&,Vs,Vi,L】,LaM，Lb,L4及V4构成正向充电闭合回路，祐正向增加，即：U4N=U4/?=i/<fc,UflN=0(5)将式(5)第2,3式代入式(2)中，可得模态1的以为:(%+如

12、)/2=(班+0)/2=i/J2(6)模态2当妇>0,V】导通,V2,V3,V4,V5关断时岛，心和VD?构成正向放电续流回路,小正向减小。续流通路不通过性能较差的体二极管，减小了反向恢复损耗，实现了逆变器在续流阶段电网与直流电压的隔离，可提高逆变器的效率和可靠性，可知Uab=qo当V4,V5为相同类型的开关管时,V4,V5的电压应力相同，即：Uw=Uv5(7)式中：V4与0V5分别为V4与V5两端电压。由基尔霍夫电压定律(KVL)可得“AN,"曲为：UAN=U&-Uvs,Ubn=Uv4,皿N=UfiN(8)联立式(7),(8),即：u-ubh=UJ2(9)正半周期负半

13、周期表1NDPGI运行模态与.Table1NDPGIrunningmodeandum5jinn.V.V4jinn,jp图4滞环电流控制的NDPGIFig.4HysteresiscurrentcontrolledNDPGI/(5ms/格)图5峋和波形Fig.5Waveformsofutandi.将式(9)代入式(2)可得模态2的虬为：u(Uan+Ugs)/2=U阳2(10)模态3当<O,V2,V3及V5导通，V|,V关断时，VsM,如妇及V2构成反向充电闭合回路,*负向增加，即：Ucd=S,UcN=0t(11)将式(11)第2,3式代入式(4)可得到模态3的妇为：站=(瞄+蜘)/2=(0+

14、/&)/2=震2(12)模态4当<0,V3导通,V,V2,V4,V5关断时，峋和么构成反向放电续流回路,*负向减小，实现了逆变器在负向续流阶段电网与直流电压的隔离，得”8=0。当与V?为相同类型的开关管时，¥与V2的电压应力相同，即：Uvs=Uw(13)式中：Uw和g分别为开关管V,与V2两端电压。由KVL可得：Uai=U&-Uvs,化CN=V2,(14)联立式(13),(14)可得为：5=如=如2(15)将式(15)代入式(4)可得模态4的久为：U瑚(g+u渝12=UJ2(16)表1为NDPGI的工作模态及共模电压。其中4个模态的儿保持恒定且为：UtUgU温2

15、(17)根据式(3)可知，所提NDPGI拓扑在半周期运行模式下可有效抑制逆变器存在的福。4控制策略HCC具体响应快，可实现自动调整开关频率，以产生足够大的偏置电流，能自动对失真的输出电流进行校正。因此采用HCC对NDPGI进行控制，如图4所示。HCC的滞环环宽为H分别为正半周期与负半周期电感电流；L为并网电流参考信号，为L的幅值，。为的相位，可通过锁相环(PLL)电路检测临得到。将L与零信号进行比较得到V,与V3驱动信号。当iQ0,M一直处于导通状态,i«=O,V2,V3保持关断。当L>0且M>L+h时，VVs以相同高频驱动信号关断&正向减小；当妇>0且订&

16、lt;5时,V4,V5以相同高频驱动信号导通q正向增加；当l<o,V3保持导通状态,ix=o,v1,v4保持关断；当L<0且l-a时,v2,v5以相同高频驱动信号关断，访反向减小；当<0且-iB>ih时,v2,v5以相同高频驱动信号开通，姑反向增加。5实验验证为了验证理论研究和控制策略的正确性，搭建实验样机进行验证，电路参数如下：以=360V；(/m=220V；Pw=1.2kW/=5kHz；/=50Hz；LA=LB=450jiH；£,=L2=25Op.H；L3=L4=250头H。其中开关管型号为2MBI75N-060,续流二极管型号为DSEI30-06/为电网

17、电压频率/为开关频率。图5为入网电压、电流的波形，其中，入网电压表现为平滑的正弦曲线，且电压与电网电流同相位，功率因数较高。图6a,b分别为NDPGI桥臂输出电压如，如和u+u及其正半周期虚线框放大波形。由图6a可见，在正半周期(如>0),如在180V与360V之间交替变化；u质在。和180V之间交替变化。由图6b可见，n和如n的幅值互补，如n+妃为常数，其值约为360Vo图6c,d分别为y和瞄+及其负半周期虚线框放大波形。由图6c可见,在负半周期(如0),“6在0与180V之间交替变化，岫在180V和360V之间交替变化；由图6d可见与的幅值互补，且ixe+um为常数，其值约为360V

18、o(2ms/格)(c)/、H>n及/k%N波形(2ms/格)(c)/、H>n及/k%N波形(矣A00SM(注、>oor«wr<、»*aak4»:；4-t/(2ms/格)(b)正半周期珑税枢放大波形t/(2ms/格)(d)负半周期戒线柩放大波形图6实验波形Fig.6Experimentalwaveforms图7为NDPGI共模电压与、.波形。(2ms/fft)(2ms/fft)图7y与Ln波形Fig.7Waveformsof岫and，(炼、VEOei.专A00Ml可见，在整个工频周期内,Ue保持恒定值约为180V,的幅值约为50mA,满足VD

19、E-0126-1-1标准。通过理论分析可知，该漏电流为低频的虬作用在Cpv上产生的电流。因此，实验结果验证了上述对NDPGI的始分析的正确性，即(/在一个周期内保持恒定，有效抑制了正、负周期存在的6结论通过控制NDPGI电路使开关管处于半周期工作模式，降低了开关损耗，且续流阶段并网电流不通过性能较差的体二极管，因此与DFGI类似,NDPGI具有高效率和高可靠性的优点；对共模漏电流问题的研究表明NDPGI一个周期内的共模电压都为直流电源的一半，因此，NDPGI可消除DFGI存在的共模漏电流；采用滞环电流控制策略的NDPGI,并网电压和并网电流保持同相位，因此系统具有较高的功率因数。参考文献1YaoZL,LanX.Two-switchDual-BuckGrid-connectedInverterWithHysteresisCurrentControlJ.IEEETrans,onPowerElectronics,2012,27(7):3310-3318.2 徐少华，李建林，惠东.多储能逆变器并联系统在微网孤岛条件下的稳定性分析及其控制策略J.高电压技术,2015,41(10)；3266-3273.3 姚志垒，肖岚，魏星.双降压全桥并网逆变器J.中国电机工程学报,2011,31(12):29-31.(上接第44页)1.