一种单级隔离型软开关功率因数校正变换器.docx

1、2018年7月电工技术学报Vol.33No.14第33卷第14期TRANSACTIONSOFCHINAELECTROTECHNICALSOCIETYJul.2018DOI:10.19595/ki.l000-6753.tces.l70521种单级隔离型软开关功率因数校正变换器章治国I刘俊良2郭强I陈艳1(1.重庆市能源互联网工程技术研究中心(重庆理工大学)重庆4000542.重庆邮电大学自动化学院重庆400065)摘要针对硬开关功率因数校正(PFC)变换器开关损耗大、电磁辐射严重的问题，提出一种具有软开关的单级隔离型PFC变换器。该变换器在一次侧功率管导通和关断时段均能向二次侧传递能量，兼具正激

2、和反激变换器的特性。通过利用隔离变压器的漏感与电容形成谐振使得输出二极管零电流关断(ZCS),同时一次侧主开关管和有源钳位开关管均以零电压开通(ZVS),所有功率开关管均工作在软开关状态，变换器的开关损耗降低。详细分析变换器的工作原理、运行特性以及参数设计，并搭建实验样机，验证了理论分析的正确性和有效性。关键词：功率因数校正谐振零电流关断零电压开通软开关中图分类号：TM46ASingleStageIsolatedSoftSwitchingPowerFactorCorrectionConverterZhangZhiguo1LiuJunliang2GuoQiang1ChenYan1(1.Energ

3、yInternetEngineeringResearchCenterofChongqingCityChongqingUniversityofTechnologyChongqing400054China2.CollegeofAutomationChongqingUniversityofPostsandTelecommunicationsChongqing400065China)AbstractSincehardswitchingPFCconvertershavelargeswitchinglossesandseriouselectromagneticradiation,anovelsingle-

4、stageisolatedsoft-switchPFCtopologyispresented.Ithasthefeaturesofbothforwardandflybackconvertersthatcandeliverenergyduringtheturn-onandturnoffperiodsoftheprimarymainswitch.Thediodesinthesecondarysidecanbeturnedoffwithzerocurrentswitching(ZCS)conditionsbyformingresonantcavityonthesecondarysideofthetr

5、ansformer,andthezerovoltageswitching(ZVS)conditionscanbeachievedforthemainpowerswitchandtheactive-clampedone.Therefore,allthepowerconductorshavesoft-switchingperformanceandtheswitchinglossoftheconverterislow.Theoperationprinciples,characteristicsandparameterdesignoftheproposedconverterareanalyzedind

6、etail.Experimentalresultsoftheestablishedprototypearepresentedtoverifytheeffectivenessandaccuracyoftheoreticalanalysis.Keywords：Powerfactorcorrection(PFC),resonance,zerocurrentswitching(ZCS),zerovoltageswitching(ZVS),soft-switching国家自然科学基金(51607020)和重庆市教委科学技术研究项目(KJ1709209)资助。收稿日期2017-04-27改稿日期2017-

7、08-15AbVD2VDr3Lt-pCrLm2k不VDR2YDr|ZS+I'in2Si点穿DC/DC单元0引言电力电子技术的广泛应用的同时也给电网带来了严重的谐波污染，降低了电网的传输效率和供电质量U-3。国际电工委员会制定的谐波标准【EC61000-3-2对AC-DC变换器注入电网的谐波电流进行了严格的限制4】。因此，AC-DC变换器通常需要具备功率因数校正(PowerFactorCorrection,PFC)功能以减少谐波来源以6】。具备PFC功能的隔离型AC-DC变换器通常采用两级结构的技术方案，该方案具有功率因数高、输入电压范围宽等优点。但是存在电路复杂、元器件多以及成本高等缺

8、点，仅适用于功率较大且性能要求较高的应用场合。在中小功率领域，单级式PFC变换器因其电路拓扑简单、体积小和成本低等优点而受到广泛的关注7,8。现有单级式PFC变换器大多数工作于硬开关状态W1,例如，有学者提出将Boost拓扑与Flyback拓扑结合，形成单级PFC变换器，其Boost电感工作于断续导通模式(DiscontinousConducionMode,DCM)以获得较高的功率因数，但是变压器的漏感与开关管寄生电容谐振而形成较大的电压尖峰。文献10,11所提出的变换器虽然能对漏感能量进行回收，但其主开关管仍处于硬开关状态，限制了工作效率和开关频率的提升。为软化开关过程，减小开关损耗和电磁辐

9、射，有学者利用串并联谐振电路来改进和优化单级PFC变换器性能。文献12,13中，提出了一种将Boost变换器与LLC谐振半桥进行结合的拓扑，实现了其开关管的软开关条件，但是该变换器的直流母线电压和开关管的电压应力较高。文献14则提出一种双Boost的PFC变换器，由于输入电压被两个电容分压，母线电压大大降低，但其电路结构比较复杂。反激变换器由于具有结构简单、元器件少且输入输出隔离等优点，在中小功率领域获得了广泛应用。但由于其变压器漏感较大，会在开关瞬间产生较大的尖峰电压，限制了其进一步应用。文献15,16在反激变换器基础上，增加了有源钳位电路，在抑制开关管电压尖峰的同时，实现了开关管零电压开通

10、，但其二次侧二极管仍存在反向恢复损耗。为进一步提升效率，通过在反激变压器二次侧形成串联谐振电路，使输出侧二极管具有零电流关断(ZeroCurrentSwitching,ZCS)的性能吓马。本文提出一种单级式PFC变换器，利用Boost电感工作于DCM来实现PFC功能，当占空比为固定值时具有较高功率因数。通过利用隔离变压器的漏感与二次侧电容形成谐振使得输出二极管零电流关断，同时一次侧主开关管和有源钳位开关管均以零电压开通(ZeroVoltageSwitching,ZVS),所有功率开关管均工作在软开关状态。此外，该变换器在一次侧主开关导通和关断期间均能向二次侧传递能量，兼具正激变换器和反激变换器

11、特性，因而磁心利用率高，隔离变压器体积小，功率密度得到提升。本文将首先介绍该变换器的电路拓扑及其工作原理，然后对其性能进行分析，最后进行实验样机设计与验证，对实验结果进行分析并得出相应结论。1电路拓扑与工作原理1.1主电路本文提出的单级隔离型软开关PFC变换器如图la所示。其中VDriVDr4为桥式整流电路；晶、VDi、VD2>Cb和MOSFET管Si组成Boost拓扑，二极管VDi用来防止电流反向；MOSFET管Si同为DC-DC单元的主开关；MOSFET管S2和复位电容G构成有源钳位；Lr为变压器漏感；Lm为变压器的励磁电感；Cs为谐振电容；VD。和VD°2为输出整流二极管

12、;R为负载；输出电容G用来减小输出电压纹波。为便于进行电路的原理分析，省去桥式整流电Boost型PFC单元(a)单级式PFC变换器(b)等效电路图1单级式PFC拓扑Fig.lTopologyofthesingle-stagePFCconverter模态1to,n(a)模态3EFig.2Mainwaveformsinaswitchingcycle1)开关模态1虹可，其工作电路如图3a所示。在A)时刻，S2关断，A时刻£导通。在此时段内，(c)(f)模态6艮,旧血路，图la所示单级PFC变换器就可用图lb所示的电路进行等效。图中vrec为交流输入经过桥式整流电路后的电压；电容COss为M

13、OSFET管Si的寄生电容；变压器一次、二次侧的匝比为1：。1.2电路工作原理图2为该变换器在一个开关周期内工作的主要波形，其中图2a和图2b分别为vrec在峰值附近和零点附近的主要工作波形。当电路进入稳态后，该变换器在一个开关周内有八个工作模态，图3所示的是一个开关周期中各个模态的等效电路，下面将对各个模态进行具体分析。(g)模态7.1如3其中i(0=，CsQ1)sin绍(一PsZivcs(0=nVB-nVB一vcsQi)cos口i(S")(2)S耶J(3)在时刻，4(/2)=0,根据式(2)可得21103)开关模态3伐,E，其工作电路如图3c所示。在时刻，变压器T二次电流4下降到

14、零，电容Cs两(4)(h)模态7-2足心(i)模态8比6-1,h图3一个开关周期内各个模态等效电路Fig.3EquivalentcircuitsduringoneperiodSi和S2都处于关断状态，变压器T一次电流继续按原来方向流动。假定电容Cb足够大，则其两端电压*在一个周期内基本保持不变。漏感Lr与%M串联后与电容Coss谐振，Coss两端的电压Vfoss从当前值开始下降，直到零；如果UCoss在么时刻下降到零，在h时刻开通S1即能实现ZVS条件。2)开关模态2儿切，其工作电路如图3b所示。在，1时刻£导通，时刻VD。断开；在此时段内，Si处于导通状态，S2处于断开状态。当Si

15、导通后，电感Lb开始充电，讣上升；电容Cb上的电压所加载在和Lm上，一次电流崩减小，同时变压器T二次侧二极管VD01正向导通。此时，由于漏感较小，忽略漏感上的压降，扁被电容CB的两端电压Vb钳位,L与Cs谐振，G两端电压四上升，直至其电压升到最大值时，变压器T二次电流is为零，则谐振过程结束。忽略漏感L上的压降，把漏感金等效到二次侧，则二次侧漏感Lrs=n2Lro因此可以得出nV-vQ)=L典Q)BCsrsj.<d/ztxLs迎J,)dr端电压达到最大值VcsH，即VCs(/2)=VcsH；在t3时刻,Si断开。在t2t3口寸段，MOSFET管S1仍处于导通状态，电感焉继续被充电，讣继续

16、上升；而变压器T二次电流为零，电容Cb端电压*对变压器T一次侧进行正向励磁。4) 开关模态4成金,其工作电路如图3d所示。在，3时刻£关断，金时刻VD2导通。在此时段内，让b通过VDi对Gss进行充电，同时电流眼反向后对Coss进行充电。当Coss的电压VCOSS±升到屁C与电感屁上的电压之和时，二极管VD|反向截止，VD2正向导通。5) 开关模态5如削，其工作电路如图3e所示。在金时刻VDi反向截止，孩时刻S2导通。此时段，电容Cb充电，让b开始下降；继续对C°ss充电，电容Coss两端的电压Vcoss继续上升，直至其电压等于*与*之和，若在此时刻开通S2即能实

17、现ZVSo由于寄生电容较小，力E时段较短。考虑到在下一个工作模态会有谐振，设定弟时刻，&的电流谐振到零，而降低到零的时刻会根据整流后的输入电压屁c的大小发生改变，故定义在全之前降低到零的时刻为心，在%之后降低到零时刻为S。则在开关模态7会有两种可能，即"在，51时刻降低为零为模态7-1,在心1时刻降低到零为模态7-2o6) 开关模态6奴S/仙，其工作电路如图3f所示。在右时刻，S2导通，VD°2正向偏置。此时段，电容Cb继续被充电；电容G两端电压*加载在Lm和Lr±,由于漏感较小，忽略漏感上的压降，Lm被复位电容电压*钳位，输出电容G由V。钳位，S与G谐振

18、，电压四降低,当%为零时,旭降低到最小值Vcsl，谐振过程结束。当复位电容足够大时，可将其近似看作电压源X处理。忽略漏感上的压降，将电压*和漏感A等效到二次侧，于是可以得到V-Vr(t)-nV=LW)oCs'/rrdf-Cs-=/s(r)dt(5)如）=*+口乎'5）一气sinS（5）Z2vcs(0=V0-nVT-V0-nVr-vcs。5)cos社(E)(6)其中z=z=21Cs6=CO=I(7)%弟）=0，根据式（7）有71怀一t5=项2=770）2(8)7)开关模态71知"6,其工作电路如图3g所示。在心时刻，二极管VD2断开时刻电流%降低至零，电容Cs两端电压旭

19、下降为最小值VcsL，即VCs（6）=VcsLo此时段，漏感£r与谐振电容Cs谐振。8）开关模态7.2弟，6-i，其工作电路如图3h所示。时刻电流is为零,在S时刻二极管VD2断开。在此时段，电容Cb继续充电，电容G上的电压X对励磁电感进行反方向励磁。9）开关模态86-i,h,其工作电路如图3i所示。在时刻，S2关断。此时段内，电容G的电压继续对励磁电感进行反向励磁，如果一次电流Z1反向，则能满足复位要求。2特性分析与控制2.1PFC特性分析当Boost型功率因数校正单元工作于DCM时，在占空比基本保持不变的条件下，能够自动实现功率因数校正功能。文献20推导出桥式整流后的输入电压屁c

20、的峰值KecM与电容电压*之比m与功率因数PF之间的关系如图4所示。从图4中可以看出，当m<0.9时，可保证功率因数PF>0.9o而要保证Boost型功率因数校正单元工作于DCM,只要使Vrec=VrecM变换器工作于DCM时，就能保证整个输入电压范围工作于DCMoFig.4RelationshipcurvesbetweenPFandm由图2中可知，电感屁励磁时间为假定在gWrecM时Lb的最大去磁时间为diTs，根据电感£b的伏秒平衡特性可得Fig.4RelationshipcurvesbetweenPFandm由图2中可知，电感屁励磁时间为假定在gWrecM时Lb的最

21、大去磁时间为diTs，根据电感£b的伏秒平衡特性可得KecM|sin伽)g=*-KecM网伽)日们(9)(10)(10)式中，d为开关管Si的占空比；功为电感Lb消磁系数；7；为开关周期。根据电感电流的波形，单个开关周期内电感Lb的电流平均值让，吒为七B,avg一5；cMdTs（d+dx）2%当VrecKecM时，为保证工作于DCM,'.KxM.tnJ"2sLB,aM式中，7lB,aM为让B,avg电流的最大值。当Sin（69/）=1,即Vrec=VrecM时，则达到最大值/zJ3,aM'即则要求则要求(11)d2TVsrecMLB,aMcr,12Lb(1-

22、ni)(12)联立式根据式（11）、式（12）可以得出1-m>d（9）、式（10）可以化简如,avg为°d八Kjcmsin（仞）2Lb1-m|sin（69/）|(13)(14)假设效率为10。%,由输入输出有功功率平衡可Po=Pin=JVin(，)l/B,avg(0d(仞)其中B=-712”si："')dS)d2TVsrecMg4屁(15)d2TVsrecMg4屁(15)(16)1-777|sin(69r)|将式(13)代入式(16),于是有(l-m)2V4£bWB4fswPo(17)式中，fsw为S、S2的开关频率。式(17)描述了在限定的中间电容

23、电压下，实现PFC时，对电感加的电感量要求2.2电压增益特性分析设桥式整流后的输入电压See的峰值VrecM与中间直流电容电压Vb之比为mo在以上工作模态分析中，假定复位电容G的取值足够大，直流母线电容CB容值足够大，电容上的电压基本保持不变。可以将*和Vb近似为电压源。根据磁通平衡原理可以得到(18)(18)S_g_=m"*ecMr1-dd由于变压器T二次侧与谐振电容Cs相连，因此,电路进入稳态后，二次电流is在一个周期内的平均值为零。设二次电流在t-h的积分为A1，在，5佝积分为A2，故有下列等式A=-%任)由_一Cs)="Mb-VcsL九s0.5Q)ZO.5(2)Z-

24、%i(t)dt=+"ct(公)一*_*飞VCsH-Vo,s0.5口Z22(19)0.5cZ22由AA2可得Vb-VcsL=*+"sH-V。(20)根据拓扑电路连接关系可知，负载电流祐等于在一个开关周期Ts内流过VD°2电流的平均值(21)由式(19)式(21)可得f*7；VCsH=csh2RCsVTOS(22)*sL=临一图3中可知，电容(23)csH一VcsL2RCsCs两端的电压旭在，1，2时段，从"sL上升到VCsH，于是可以得出1_=fi(r)drCsK'联立式(20)式(23),可得出V=n-=nm-(24)°i-d2.3软开

25、关特性分析开关管SrS2要实现ZVS必须满足一定的条件:电流ii在而时刻必须是反向的；开关管在t3t5期间断开，励磁电感上的能量可将C°ss电容上的电压泄放到零。图5所示的是变压器T一次电流和励磁电流的波形。从图5可以看出，在力时刻，一次电流与励磁电流相等，假定ii(to)=hoo通过图5可得出变换器平均励磁电流为此(25)此(25)thetransformer根据式(24)和图5分析可得n2VV/io=(1_心_魂皿(26)Si实现ZVS的必要条件为Zio<O,于是有L<1d(l_d)2瓦(27)m2n2开关Si实现ZVS的充分条件为(28)m10°ssCos

26、sts时刻，若VCoss=Vb+K，开关管S2即可实现ZVSo将式(28)化简，可得d(l-d)Ts_n22Lm(l-d)R由于Coss<<扁，所以Coss(29)RTLm<d(l-d)2_!(30)2疽通过以上分析可知，励磁电感只需要满足式(30),开关&就可以实现ZVS。根据前面的分析，当S1实现ZVS,S2也能实现ZVSo根据图3可知变压器T二次侧二级管VD°i、VD°2若要实现ZCS,Si的导通时间dT；必须大于其半个谐振周期S2的导通时间(1-7；必须大于其半个谐振周期知因此有7U,<7T_d<i-_(31)兀1矣coTs当占

27、空比的大小满足式(31)时，流过谐振电容Cs的电流才能谐振到零，二次侧二极管才能够实现ZCSo2.4控制策略通过2.1-2.3节分析可知，在满足一定条件时对占空比进行调节就能实现对输出电压的调整。该变换器可以通过PWM来实现对输出电压的控制。本次实验采用的控制芯片是Microchip公司高性能数字信号单片机，型号为DSPIC30F2020o首先通过电阻分压的形式对输出电压采样，采样后的电压与预设参考电压进行比较，比较后的差值经过数字PI调节后，输入PWM模块的占空比寄存器，然后由PWM模块输出互补的开关管驱动波形。此外，同时对中间直流电容上的电压Vb进行监测，当中间直流电容电压超过设定值,将停

28、止PWM模块工作，实现电路保护。3实验结果为验证上述理论分析的正确性，搭建了一台AC220V(50Hz)输入，输出电压108V/0.35A的原理样机，开关频率./s=100kHzo通过上面分析所述的Boost型功率因数校正单元，为保证功率因数大于0.9,选取m=0.78,同时预留一定的余量，根据式(17),选取电感晶的电感量650)iH。同时根据式3、式(24),可以确定变压器一次、二次侧匝比为4：lo变压器采用TDK公司材料为PC40的RM8磁体，一次侧励磁电感为972|iH,一次侧漏感为23.5)liH；母线电容Cb=33|jF,耐压450V；MOSFET管Si、S2型号为SPI11N60

29、C3,二极(108V/0.35A)条件下输入交流电压四和输入电流加的波形。从图6中可以看出，电流和电压的波形同频同相，其实际功率因数为0.943oHips/格)图7为交流输入电压为峰值电压*ecM情况下，电感岛上的电流波形。由图7可知，Boost电感屁在峰值电压VrecM工作于DCM,从而确保电感品电流在整个输入条件工作在DCMo/(5ns/格)图7输入峰值电压与£b电感电流波形Fig.7InputpeakvoltageandLbinductorcurrentwaveforms图8所示的分别是开关管Si和S2实现ZVS的波形。其中VGS1和VGS2分别为Si和S2的栅源电压波形，UD

30、S1和VDS2分别为S和S2的漏源电压波形，管均采用STTH8R06,输出电容为20gF,耐压400V,谐振电容Cs=0.1gFo/(10ms/)图6输入电压、电流波形Fig.6Inputvoltageandcurrentwaveforms(芝aooz).ea(炬、vso)忐"13/格)(b)S2驱动电压和漏源电压波形图8开关管驱动电压及漏源电压波形Fig.8DrivevoltageanddrainsourcevoltagewaveformsontheswitchS|驱动电压和漏源电压波形VD。和VD°2均实现了ZCSo从图8中可以观察到开关管Si和S2均是在漏源电压降为零

31、时才开始导通的，Si和S2是在ZVS条件下实现开通的。图9所示为主开关管Si的驱动波形和谐振电容Cs的电流/so从图9中可以看出当Cs上的电流为正时，电流is流过二极管VD°|；当该电流为负时，电流is流过二极管VDo2o从图9中亦可知，二极管妃应格）图9谐振电流is及Si驱动电压波形Fig.9Resonantcurrentanddrivevoltagewaveforms图10所示的是在额定工作条件下，输入交流电压Vin输出电流，。和中间直流母线电容G电压*的波形。从图10中可以看出，在AC220V输入下，*的最大峰值电压为390V,远小于450V；输出电流平均值近似为0.35Ao(

32、筌0)疽(*7A00Z)/（5ms/格）图10输入电压Uin、输出电流Io和中间直流电容电压Vb的波形Fig.10Waveformsoftheinputvoltage,outputcurrentandDCbusvoltage图11所示的是变换器在各个带载情况下的效率曲线图，图中R为输出功率，为效率，在整个带载范围内效率大约为82%左右。4结论本文提出一种具有软开关的单级PFC变换器，分析了其工作原理和运行特性并搭建了实验样机，实验结果证明了理论分析的正确性。理论分析和实验结果表明该变换器具备以下特点：Fig.l1Efficiencycurveofproposedconverteratdiffe

33、rentloadcondition1) 开关管、有源钳位管和输出二极管分别实现了ZVS和ZCS,所有功率开关管均工作在软开关状态，有利于降低开关损耗，提高变换器效率。2) 变换器兼具正激变换器和反激变换器特性，磁心利用率高，隔离变压器体积小。3) 在额定工作情况下功率因数为0.943,满足能源之星(EnergyStar,ES)功率因数大于0.9要求。4) 在额定市电输入下，中间直流电容电压低于450V,满足实际要求。参考文献1陈正格，许建平，杨平，等.变占空比控制二次型Boost功率因数校正变换器J.电工技术学报，2016,31(16):72-82.ChenZhengge,XuJianping

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