第6章逆变器及调制技术

1、现代电力电子学第6章逆变器及调制技术第6章逆变器及调制技术6.1概述6.2电压型逆变器及其PWM技术6.3多电平变换器的拓扑结构6.4多电平变换器的PWM控制6.5本章小结6.1概述逆变器把直流电变换成频率和电压可控的单相或三相交流电，在交流电动机调速、不间断电源等系统中得到广泛应用。在交流电动机调速系统中，一般通过改变电动机的供电频率来实现控制电机转速的目的，但变频的同时也必须协调地改变电动机的供电电压，即同时实现变压变频(Variable Voltage-Variable Frequency，VVVF)控制。否则，电动机将出现饱和或欠励磁，一般这对电动机都是不利的。通常采用电压型PWM变频

2、器实现VVVF控制，先将电源提供的交流电通过整流器变成直流，再经过逆变器将直流逆变成频率可控的交流电。对异步电动机调速系统的主电路部分进行PWM控制，是进行能量控制并实现VVVF控制思想的重要手段，与数字控制技术结合还是交流电动机其他高性能调速控制方法的基础。6.2电压型逆变器及其PWM技术6.2.1电压型PWM逆变器的主回路6.2.2电流正弦PWM技术6.2.3空间矢量PWM技术6.2.1电压型PWM逆变器的主回路1) 晶闸管整流器调压、逆变器调频的交-直-交变压变频装置(见图6-1a)。2) 不控整流、斩波器调压、六拍逆变器调频的交-直-交变压变频装置(见图6-1b)。3)不控整流、PWM

3、逆变器调压调频的交-直-交变压变频装置(见图6-1c)。4) PWM可控整流、PWM逆变器调压调频的交-直-交变压变频装置(见图6-1d)。6.2.1电压型PWM逆变器的主回路图6-1电压型PWM变频器的结构形式a)可控整流器调压、六拍逆变器调频b)不控整流、斩波器调压、六拍逆变器调频c)不控整流、PWM逆变器调压调频d)PWM可控整流、PWM逆变器调压调频6.2.2电流正弦PWM技术1. PI型方法2.滞环定子电流控制法3.预测控制法4.无差拍控制法1. PI型方法(1)静止坐标系中三相PI调节器(2)d-q同步坐标系下PI调节器(1)静止坐标系中三相PI调节器图6-2静止坐标系中的PI电流

4、调节器图6-3同步旋转坐标下定子电流PI控制器(2)d-q同步坐标系下PI调节器2.滞环定子电流控制法图6-4滞环电流控制器原理示意图2.滞环定子电流控制法图6-5带delta调制器的一相滞环定子电流控制器3.预测控制法图6-6预测算法中的电流误差区域3.预测控制法图6-7电流预测PWM控制4.无差拍控制法图6-8电流无差拍控制PWM6.2.3空间矢量PWM技术1.磁通正弦PWM控制原理2.磁通轨迹控制1.磁通正弦PWM控制原理图6-9三相逆变桥S(a,b,c)=1,上管导通；S(a,b,c)=0,下管导通。1.磁通正弦PWM控制原理图6-10电压矢量图2.磁通轨迹控制由上述原理得到，要有效地

5、控制磁通轨迹，必须解决以下三个问题： 1) 如何选择电压矢量；2) 如何确定每个电压矢量的作用时间；3) 如何确定每个电压矢量的作用次序。图6-11七段式SVPWM波形2.磁通轨迹控制6.3多电平变换器的拓扑结构6.3.1多电平变换器的特点6.3.2箝位型多电平变换器6.3.3级联型多电平变换器6.3.4其他多电平结构6.3.1多电平变换器的特点1.概述2.多电平变换器的特点3.多电平变换器结构综合1.概述在传统的电路中，其输入为单一的直流源，也即两条电源母线。通过对一个恒定幅值的直流电压进行脉宽调制的方式可以改变输出电压的大小和频率，但其输出为幅值相等的PWM波，该PWM波只有两种电平，通常

6、称为两电平电路。与此相对应的，如果多个直流源和电力电子器件经过特定的拓扑变换，并且控制不同的直流源串联输出，则在变换电路的不同开关状态下，就可以在输出端得到不同幅值的多种电平的输出。事实上这是通过多个直流电源之间的不同组合得到的，采用这种原理的变换电路称为多电平电路，用这种方法实现的变换器就是多电平变换器。2.多电平变换器的特点多电平变换器与两电平变换器相比具有明显的特点：由于电平数增加，输出波形阶梯增多，就可更加接近目标调制波(一般为正弦波)；输出电平数的增多降低了输出电压的跳变；同时输出电压谐波含量减少；阶梯波调制时，器件在基频下开通关断，损耗小，效率高。在同样的开关频率下，多电平电路输出

7、的谐波分量低于两电平电路的输出，反过来，达到类似的输出波形质量，多电平电路的开关频率可以降得较低，这在大功率应用当中尤为重要。多电平电路的另一个优点在于输出电压的跳变，也就是du/dt较小。3.多电平变换器结构综合图6-12电力电子电路基本拓扑3.多电平变换器结构综合图6-13基本开关单元3.多电平变换器结构综合图6-14多电平变换器拓扑a)基于两电平桥臂和基本单元串-并思想的多电平变换器拓扑b)基于两电平桥臂和基本单元并-串思想的多电平变换器拓扑6.3.2箝位型多电平变换器1.二极管箝位型三电平变换器2.二极管箝位型多电平拓扑3.电容箝位型多电平变换器4.通用箝位型多电平变换器1.二极管箝位

8、型三电平变换器1) 三电平逆变器在解决了上高压的同时，没有双电平逆变器中两个串联器件的瞬时同时导通和关断问题，对器件的一致性要求低，器件受到的电压应力小，系统可靠性高。2) 开关产生的du/dt比传统两电平逆变器小，对外围电路的干扰小；开关引起的电动机损耗小，对电动机的冲击小，在开关频率附近的谐波幅值也小得多。3) 由于三电平逆变器输出为三电平阶梯波，形状更接近正弦。4)在同样的直流电压Ed下，比较双电平和三电平逆变器，由于双电平逆变器开关耐压为Ed，其每个开关管必须由两个开关元件串联来充当(假设器件的额定值与三电平相同)，这样它的开关器件数目将与三电平逆变器相同。1.二极管箝位型三电平变换器

9、图6-15NPC三电平逆变器电路结构图但是这种三电平变换器结构也有它固有的不足： 1) 器件所需额定电流不同。2) 电容均压问题。3) 二极管可能需要承受不同反压。1.二极管箝位型三电平变换器图6-16三电平拓扑输出的A相和B相电压波形1.二极管箝位型三电平变换器图6-17三电平拓扑输出的线电压波形1.二极管箝位型三电平变换器图6-18三电平拓扑输出到电机的相电压波形1.二极管箝位型三电平变换器2.二极管箝位型多电平拓扑1) 开通所有上半桥开关Sa1、Sa2、Sa3、Sa4，输出电压为Ua0=Udc。2) 开通开关Sa2、Sa3、Sa4、S，输出电压为Ua0=3Udc/4。3) 开通开关Sa3

10、、Sa4、S、S，输出电压为Ua0=2Udc/4。4) 开通开关Sa4、S、S、Sa3，输出电压为Ua0=Udc/4。5) 开通开关S、S、S、S，输出电压为Ua0=0。2.二极管箝位型多电平拓扑图6-19三相二极管箝位型五电平变换器主电路表6-1二极管箝位型五电平电路a相开关状态与输出电压的关系2.二极管箝位型多电平拓扑图6-20二极管箝位五电平拓扑的电压波形a) 输出相电压波形b) 输出线电压波形c) 两电平拓扑的电机端相电压波形d)五电平拓扑的电机端相电压波形2.二极管箝位型多电平拓扑图6-21三相电容箝位型五电平变换器主电路2.二极管箝位型多电平拓扑3.电容箝位型多电平变换器以下为图6

11、-21电路中a相输出电压Ua0与桥臂开关管导通状态关系： 1)当输出Ua0Udc时，对应开关状态为Sa1、Sa2、Sa3、Sa4导通，其余关断。2)当输出Ua03Udc/4时，对应开关状态有三种可能组合：开通Sa1、Sa2、Sa3、S，其余关断(Ua0UdcUdc/4)。开通S、Sa2、Sa3、Sa4，其余关断(Ua03Udc/4)。开通Sa1、S、Sa3、Sa4，其余关断(Ua0Udc3Udc/4Udc/2)。3)当输出Ua0Udc/2时，对应开关状态有六种可能组合：开通Sa1、Sa2、S、S，其余关断(Ua0UdcUdc/2)。开通S、S、Sa3、Sa4，其余关断(Ua0Udc/2)。3.

12、电容箝位型多电平变换器开通Sa1、S、Sa3、S，其余关断(Ua0Udc3Udc/4Udc/2-Udc/4)。开通Sa1、S、S、Sa4，其余关断(Ua0Udc3Udc/4Udc/4)。开通S、Sa2、S、Sa4，其余关断(Ua03Udc/4Udc/2+Udc/4)。开通S、Sa2、Sa3、S，其余关断(Ua03Udc/4Udc/4)。4)当输出Ua0Udc/4时，对应开关状态有三种可能组合：开通Sa1、S、S、S，其余关断(Ua0Udc3Udc/4)。开通S、S、S、Sa4，其余关断(Ua0Udc/4)。开通S、S、Sa3、S，其余关断(Ua0Udc/2Udc/4)。5)当输出Ua00时，对

13、应开关状态为S、S、S、S导通，其余关断。3.电容箝位型多电平变换器由上述分析可以看出，电容箝位型多电平电路具有以下特点：1)需要对电容电压进行控制。2)需要较多箝位电容。3)同一桥臂内特定开关对的状态互补。4.通用箝位型多电平变换器(1) 通用型多电平电路结构(2) 通用型五电平电路结构(3) 通用型多电平电路的派生结构(1) 通用型多电平电路结构1)每一级都是独立工作的。2)每一级中相邻的开关器件是互锁的。3)该结构可以实现电容电压的自平衡。4)该拓扑具有高度的概括性。5)需要很多的可控开关管、功率二极管和电容。(1) 通用型多电平电路结构图6-22通用箝位型多电平拓扑结构(2) 通用型五

14、电平电路结构图6-23通用型五电平变换器拓扑结构(2) 通用型五电平电路结构图6-24通过开关的通断来实现电压自平衡的工作原理a)=0时开关工作状态b)=1时的开关工作状态(2) 通用型五电平电路结构表6-2输出电压分别为0，1、2、3 和 4时的开关工作状态这种通用型多电平拓扑的特点如下：1) 这种系统的电能损耗反比于电容量和开关频率。2) 相比起一般的二极管箝位和电容箝位式拓扑，这种系统各级的中点电压都能得到很好的控制。3) 对一个M级电平的通用型多电平逆变系统，所需的开关器件/二极管数目为M(M-1)；需要的电容器数量为M(M-1)/2。4) 计算简单，器件应力可达到最小化。(2) 通用

15、型五电平电路结构(3) 通用型多电平电路的派生结构这种通用的多电平拓扑的应用还包括开关电容DC/DC变换器和倍压电路；此外，结合其他电路的使用还可实现双向的DC/DC变换。也可以用三电平单元代替两电平单元来实现多电平变频器。(3) 通用型多电平电路的派生结构图6-25去除箝位开关后得到的二极管-电容箝位式系统(3) 通用型多电平电路的派生结构图6-26改进的背对背的二极管箝位式系统6.3.3级联型多电平变换器1.级联型多电平变换器的典型结构2.级联型多电平变换器结构扩展6.3.3级联型多电平变换器图6-27H桥串联五电平变换器两相拓扑结构1.级联型多电平变换器的典型结构1) 采用常规低压IGB

16、T器件，类似常规低压变频器，技术成熟，可靠性高。2) 这种H桥串联型拓扑输出的电压波形随着级数的增加更加接近于正弦波，du/dt小，可减少对电缆和电机的绝缘损坏，无需输出滤波器就可以使输出电缆长度很长，电机不需要降额使用；同时，电机的谐波损耗大大减小，消除了由此引起的机械振动，减小了轴承和叶片的机械应力。1.级联型多电平变换器的典型结构3) 当某个功率模块损坏时，变频调速系统的主控系统通过检测确认哪一级模块损坏，可以整级将有故障的三相模块全部旁路掉，相应的系统减小输出功率，降额使用(这个旁路过程本身可以持续下去，直到足以支撑电机运行的最小输出功率为止，不必更改主控系统的运行程序)；也可以采用特

17、殊的控制手段，仅仅将故障模块旁路掉，仍然使输出电压对电机出线端三相对称。4) 输入功率因数高(0.95以上)，谐波小，整机效率高(96%以上)，对电网的污染小。1.级联型多电平变换器的典型结构图6-287级H桥串联变频系统输出的相电压阶梯PWM波形2.级联型多电平变换器结构扩展图6-29 三电平单元桥式串联三相多电平变换器结构6.3.4其他多电平结构1.混合式多电平结构2.绕组双端供电型多电平变换器1.混合式多电平结构图6-30改进H桥级联多电平拓扑结构2.绕组双端供电型多电平变换器(1) 开绕组双端供电型拓扑的提出(2) 双逆变器供电开绕组异步电机拓扑结构分析(1) 开绕组双端供电型拓扑的提

18、出图6-31直流母线电压不独立的开绕组电动机双逆变器结构(1) 开绕组双端供电型拓扑的提出图6-32异步电机开绕组双端供电示意图(2) 双逆变器供电开绕组异步电机拓扑结构分析图6-33开绕组异步电机两电平逆变桥供电示意图(2) 双逆变器供电开绕组异步电机拓扑结构分析图6-34开绕组异步电机三电平逆变桥供电示意图(2) 双逆变器供电开绕组异步电机拓扑结构分析图6-35双逆变器供电拓扑结构可以等效为两个电气网络a) 用理想电压源表示的拓扑b) 分解为两个电气网络(2) 双逆变器供电开绕组异步电机拓扑结构分析图6-36双端供电系统的电路模型(2) 双逆变器供电开绕组异步电机拓扑结构分析6.4多电平变

19、换器的PWM控制6.4.1多电平载波PWM技术6.4.2多电平空间矢量PWM技术6.4.3多电平载波与空间矢量的统一6.4.1多电平载波PWM技术1.三电平载波PWM控制技术2.多电平载波PWM技术1.三电平载波PWM控制技术图6-37二极管箝位型三电平逆变器示意图1.三电平载波PWM控制技术图 6-38载波层叠PWM原理图1.三电平载波PWM控制技术图6-39三相调制逆变器相电压波形示意图1.三电平载波PWM控制技术图6-40载波周期内载波调制示意图1.三电平载波PWM控制技术1.三电平载波PWM控制技术图6-41载波反相层叠调制法1.三电平载波PWM控制技术图6-42典型三电平逆变器相电压

20、和线电压波形a)两相电压b)对应的线电压2.多电平载波PWM技术(1) 载波层叠法(Carrier Disposition PWM)(2) 载波移相法 (PS PWM)(1) 载波层叠法(Carrier Disposition PWM)1)同相层叠方式(Phase Disposition)。2)正负反相层叠式(Phase Opposition Disposition)。3)交替反向层叠式(Alternative Phase Opposition Disposition)。1)同相层叠方式(Phase Disposition)。图6-43五电平同相层叠方式(PD)调制示意图2)正负反相层叠式(P

21、hase Opposition Disposition)。图6-44五电平正负反相层叠方式(POD)调制示意图3)交替反向层叠式(Alternative Phase Opposition Disposition)。图6-45五电平交替反向层叠方式(APOD)调制示意图3)交替反向层叠式(Alternative Phase Opposition Disposition)。图6-46桥臂的开关动作与PWM控制脉冲的对应关系(2) 载波移相法 (PS PWM)图6-47两种多电平结构及单元模块(2) 载波移相法 (PS PWM)图6-48PWM驱动波形与相应功率单元的对应关系(2) 载波移相法 (P

22、S PWM)图6-49PWM驱动波形与相应功率单元的对应关系6.4.2多电平空间矢量PWM技术1. 三电平空间矢量PWM控制2.多电平空间矢量PWM技术1. 三电平空间矢量PWM控制(1) 三电平变换器的空间电压矢量模型(2) 三电平空间矢量PWM合成(3) 60坐标系SVPWM算法(1) 三电平变换器的空间电压矢量模型(1) 三电平变换器的空间电压矢量模型(1) 三电平变换器的空间电压矢量模型(1) 三电平变换器的空间电压矢量模型图6-50三电平电路的开关模型(1) 三电平变换器的空间电压矢量模型图6-51三电平逆变器空间电压矢量分布图(1) 三电平变换器的空间电压矢量模型(2) 三电平空间

23、矢量PWM合成为了实现三电平变换器的SVPWM控制，在每个采样周期内，分为以下四个步骤：1)找出合成参考电压矢量的三个基本矢量。2)确定三个基本矢量的作用时间，即每个矢量对应的占空比。3)确定各个基本矢量对应的开关状态。4)确定各开关状态的输出次序以及各相输出电平的作用时间，即确定输出的开关状态序列，和对应三相的占空比。(2) 三电平空间矢量PWM合成图6-52三电平逆变器空间矢量小区划分(2) 三电平空间矢量PWM合成(3) 60坐标系SVPWM算法1) 坐标变换。2) 选择基本矢量。3) 计算作用时间。4) 确定输出开关状态。1) 坐标变换。1) 坐标变换。图6-5560坐标系下三电平空间

24、矢量图2) 选择基本矢量。2) 选择基本矢量。3) 计算作用时间。3) 计算作用时间。3) 计算作用时间。4) 确定输出开关状态。2.多电平空间矢量PWM技术(1) 空间矢量模型及控制目标(2) 60坐标系多电平SVPWM方法(3)参考电压分解多电平SVPWM方法(4)多电平通用SVPWM控制方法(1) 空间矢量模型及控制目标图6-56多电平变换器开关模型(1) 空间矢量模型及控制目标(1) 空间矢量模型及控制目标图6-57四电平逆变器空间矢量和开关状态图(2) 60坐标系多电平SVPWM方法图6-5860坐标系下五电平矢量图(3)参考电压分解多电平SVPWM方法1) 三相参考电压分解。2)

25、两电平分矢量的合成。3)多电平参考矢量的合成。4) 输出开关状态的选择。(3)参考电压分解多电平SVPWM方法图6-59三电平空间矢量图(3)参考电压分解多电平SVPWM方法图6-60分解为六个两电平空间矢量(3)参考电压分解多电平SVPWM方法图6-61参考矢量的分解1) 三相参考电压分解。1) 三相参考电压分解。图6-62参考电压示意图1) 三相参考电压分解。1) 三相参考电压分解。图6-63参考电压矢量分解示意图2) 两电平分矢量的合成。表6-4两电平分矢量扇区位置判断条件2) 两电平分矢量的合成。3)多电平参考矢量的合成。根据多电平参考矢量分解的定义，以及两电平分矢量合成的伏秒平衡原则

26、，可以得到Ur()=Uref()-UrBase()Ur()Ts=U1()T1+U2()T2+U3()T3(6-56)进一步可得Ur()Ts=(UrBase()+U1()T1+(UrBase()+U2()T2+(UrBase()+U3()T3对比式(6-58)，可以得到多电平参考矢量Uref对应的基本矢量U1()=UrBase()+U1()U2()=UrBase()+U2()U3()=UrBase()+U3()(6-57)4) 输出开关状态的选择。图6-64等效两电平分矢量示意图4) 输出开关状态的选择。图6-65采样周期内四段式开关顺序(4)多电平通用SVPWM控制方法1)多电平PWM算法的特

27、点及要求。通用性。通用性是指PWM算法对不同电平数适用以及对不同拓扑结构的通用。对冗余开关状态的计算。多电平变换电路具有很多冗余开关状态，在空间矢量平面上，不同的基本矢量对应的开关状态的冗余数量不同，对变换器运行状态的影响也不同，如图6-66所示为五电平空间矢量图。(4)多电平通用SVPWM控制方法复杂性。算法的复杂性也包括两个方面，一个是电平数增加引起的复杂性，另一个是多目标控制带来的复杂性。随着变换器电平数的上升，空间矢量的平面模型变得更加复杂，冗余开关状态也增多，这都会导致算法的复杂性上升，对任何算法都是一样。但是，不同的算法复杂性上升的速度有所不同，有的是以二次方速率上升，有的是以三次

28、方速率甚至更高速率上升，对于同样具有电平数通用性的算法，复杂性上升较小的算法具有更好的应用价值。(4)多电平通用SVPWM控制方法多电平逆变器除了需要控制输出电压之外，还可能需要对逆变器的运行状态进行控制以及要求某些系统性能的优化控制，如对开关动作的优化控制，对多个功率单元的功率平衡控制等，因此多电平逆变器的控制常常会同时有不只一个控制目标。因此PWM算法需要能够方便地设计出多目标控制方法，同时不应由于不同目标以及控制目标的增多而过分增大算法的复杂性。2) 输出非零序和零序分量的作用。3)ja-jb-jc虚坐标变换及原理。4)非零序分量的控制。(4)多电平通用SVPWM控制方法确定小三角形的三

29、个顶点。对于n电平变换器，设某一参考矢量Uref所在的小三角形的三个顶点为P1、P2、P3，则空间矢量图中的小三角形可能有两种情况，正三角形和倒三角形，如图6-70所示。计算占空比。将作用时间用采样周期Ts进行标幺化，根据图6-70中的几何关系，计算三个矢量的作用时间tj1、tj2、tj3，可以得到5)零序分量的控制。确定基本矢量的全部冗余开关状态。设在虚坐标系下，基本矢量的坐标为该矢量对应的输出开关状态表示为(usa，usb，usc)，由式(6-60)可以得到式(6-67)(4)多电平通用SVPWM控制方法零序分量的参数表达。考虑到开关频率和器件切换时输出单位电平跳变，每一个采样周期内输出的

30、开关序列通常包含四组开关状态。这四组开关状态就是由上面三个基本矢量得到的，而且有两组开关状态与一个矢量对应，称为复用矢量。这两组开关状态的作用时间之和等于复用矢量的作用时间。输出PWM脉冲表达式。和两电平的输出脉冲类似，四组开关状态可以组成所谓的七段式PWM信号，采用L和k作为参数，和非零序分量控制计算得到的结果结合，就可以得到最终输出脉冲的表达式。图6-71给出了以表6-6中L=1时的开关序列100-110-210-211为例，在采样周期内ABC三相开关序列输出波形及三相占空比ta，tb，tc的示意图。(4)多电平通用SVPWM控制方法变换器运行状态控制。零序分量控制的被控对象往往不是单一的

31、状态量，而是互相有一定独立性的多个状态量。例如二极管中点钳位逆变器的多个中点的电压，或悬浮电容逆变器多个电容上的电压，因此，零序分量控制事实上是一种多目标控制。参数L和k可作为选择不同零序分量的控制变量，因此，按照多个目标变量最优的原则选择L和k的值，可最终确定变换器的输出开关状态。在实际应用中，将多个受控变量组成多目标矢量，再利用该矢量进行优化控制。图6-66五电平变换器空间矢量模型(4)多电平通用SVPWM控制方法图6-67空间矢量小三角形域及可能输出的开关序列(4)多电平通用SVPWM控制方法表6-5三电平NPC逆变器部分冗余开关状态及对应零序分量(4)多电平通用SVPWM控制方法图6-68平面上的三种坐标系(4)多电平通用SVPWM控制方法图6-69虚轴坐标系下的五电平空间矢量图