矩阵式隔离型双向AC-DC变换器控制策略.docx

1、电工技术学报TRANSACTIONSOFCHINAELECTROTECHNICALSOCIETYDOI:10.19595/ki.l000-6753.tces.L80530矩阵式隔离型双向AC-DC变换器控制策略梅杨黄伟超刘子毓（北方工业大学北京市变频技术工程技术研究中心北京100144）摘要针对矩阵式隔离型双向AC-DC变换器，提出一种控制策略，即前级矩阵变换电路和后级全桥电路的调制策略以及矩阵变换器双向开关的换流方法。其中，前级矩阵变换电路的调制基于双线电压调制思路，对扇区进行重新划分，调整和优化开关状态选择，以满足简化换流需求，后级全桥电路根据前级矩阵变换电路的调制策略，配合前级调节脉冲宽

2、度进行协调控制，双向开关换流采用基于交流电压相对大小的两步换流方法。仿真和实验结果表明，在整流和逆变模式下，矩阵式隔离型双向AC-DC变换器均能保证网侧电流正弦，功率因数接近于1，输出电压电流可以保持恒定。由此证明，提出的控制策略，可实现变换器能量双向变换，且输入输出性能优良。关键词：AC-DC变换器矩阵变换器控制策略隔离型中图分类号：TM46BidirectionalandIsolatedAC-DCConverterBasedonReducedMatrixConverterMeiYangHuangWeichaoLiuZiyu(InverterTechnologyEngineeringRese

3、archCenterofBeijingNorthChinaUniversityofTechnologyUniversityBeijing100144China)AbstractInthispaper,acontrolstrategyisproposedforthematrixisolatedbi-directionalAC/DCconverter,includingthemodulationstrategyoffront-endmatrixconvertercircuitandback-endfull-bridgecircuit,andthecommutationmethodforthebi-

4、directionalswitchofmatrixconverter.Basedonthedouble-linevoltagemodulationtheory,themodulationoffront-endmatrixtransformationcircuitrebuildsthesectorrepartition,andadjustsandoptimizestheoptionofswitchingstatetosatisfythesimplifiedcommutationdemand.Theback-endfull-bridgecircuitiscontrolledbyadjustingp

5、ulsewidthaccordingtothepolarityofthematrixconvertercircuitmodulation,andthebi-directionalswitchusesatwo-stepswitchingmethodbasedontherelativesizeofACvoltage.Thesimulationandexperimentalresultsshowthatthegridcurrentissinusoidal,thepowerfactoriscloseto1,andtheoutputvoltage/currentareconstantinrectifie

6、randinvertermodes.Therefore,theproposedstrategyinthispapercanrealizethebidirectionalenergyconversionoftheconverter,andhasexcellentinputandoutputperformance.Keywords：AC-DCconverter,matrixconverter,controlstrategy,isolated国家自然科学基金51477（X）3）和北京市白然科学基金（3192012）资助项目。收稿日期2018-07-01改稿日期2018-11-27交渣电源I图1I凹旦

7、丝匹砂一直毯里性坐迪SL_曳成彼庭虹述迎壁J输出I矩阵式隔由型茹jacdc4/s|淀波"我矩阵式隔离型双向AC-DC变换器拓扑ii|叔Fig.lAC-DCconverter0引言矩阵式AC-DC变换器作为传统交交矩阵变换器的一种衍生拓扑，具有高效率、高功率密度、低电流谐波、单位功率因数等优点小引。其中矩阵式隔离型AC-DC变换器是其典型拓扑之一，通过引入高频变压器，可实现输入和输出之间的电气隔离，且变压器体积小、抗干扰能力强、升降压范围宽。在体积空间有限的应用，如风力发电、电动汽车充电场合，特别是V2G系统等，具有广阔应用前景孔目前矩阵式隔离型AC-DC变换器的控制策略多沿用传统矩阵

8、变换器的成熟方法，对前级的三相-单相矩阵变换电路可采用空间矢量脉宽调制(SpaceVectorPulseWidthModulation,SVPWM).正弦PWM等方法，但存在调制计算复杂、严重依赖于输入电压质量，并且后级的单相整流电路多采用二极管，仅能实现单方向整流运行BE，很难满足诸如电动汽车V2G充电等双向能量流动需求。而前级矩阵变换电路中双向开关的换流则采用传统的多步换流，如四步、三步、两步换流等方法。本文针对矩阵式隔离型双向AC-DC变换器，综合考虑前、后级电路的协调分配、双向电能变换需求以及安全简化换流要求，提出一种控制策略，并通过仿真和实验验证了其正确性和有效性，以及换流的安全性和

9、可靠性。1电路拓扑矩阵式隔离型双向AC-DC变换器拓扑如图1所示，该变换器主要由网侧LC滤波器、前级三相-单相矩阵变换电路、高频变压器、后级单相全桥电路四部分组成。其中，网侧LC滤波器用于滤除由于高频开关动作产生的输入电流高频谐波；前级矩阵变换电路与间接矩阵变换器的整流级电路类似，由6个双向开美组成，每个双向开关由两个单向可控的开关管反向串联构成：高频变压器主要实现电Thetopologyofbidirectionalandisolated气隔离和能量的传递，高频变压器上无串联的电感|,2-141,即将前级变换电路产生的高频交流电压升压/降压传输给后级变换电路：后级变换电路采用4个MOSFET

10、以H桥结构(即全桥结构)构建而成，可实现高频交流电能与负载侧直流电能之间的双向流通。2工作原理图I中，三相交流电源提供三相平衡正弦电压为«sa'炳b、Wsc»网侧电流为isa、，sb、isc，前级矩阵变换电路的三相输入电压为如、“b、“c，电流为么、ib、/co前级矩阵变换电路输出连接高频变压器-次侧,一次电压为好，一次电流为/Po高频变压器二次侧连接后级全桥电路，二次电压为“S，二次电流为心后级变换电路输出电压为"D，输出电流为电感电流”，由于其采用全桥结构，存在反向二极管通路，因此，必然存在电压如20。然后经过输出LC滤波器,连接于直流侧负载，负载电压

11、"DC，电流/DCo前级矩阵变换电路通过控制开关S叩pSenn可以实现将高频变压器一次侧的两端交替连接到线电压“ab、Mac'"be、"ba、知、<b上。在网侧电压«a>“b>“c时，奴是最大的正极性线电压。当前级矩阵变换电路选择线电压Mac连接到高频变压器一次侧时，高频变压器一次侧的电压P=心矩阵变换电路选择线电压奴时的电流通路如图2所示。器前优陞阵建换电睹变庶器后级全橘电路I输出IM气|谑临|负妓图2矩阵变换电路选择线电压时的电流通路Fig.2Thecurrentpathofthematrixconvertercircuit

12、whenthelinevoltageisselected当电能正向传输时，电能从交流电源传递至直流负载，变换器工作于整流模式。此时电感电流iL>0o图2中，“s和/s极性相同，根据变压器的输入输出电压电流等量关系可知一次电压“p和电流币极性相同。变换器的前级矩阵变换电路工作于3r/2s交交变频模式，将电网的三相工频电压变换为高频单相交流电压，经过高频变压器隔离变压后传输至后级变换电路，该电路工作于整流状态，将单相交流电压整流为直流电压，然后经过负载侧输出滤波器后提供给负载。电能反向传输时，电能从直流负载传递至交流电源，变换器工作于逆变模式。此时，电感电流/,<0。与整流状态相反，m

13、s和is极性相反，同样地，电压“p和电流iP极性相反。变换器的后级变换电路工作于逆变状态，将负载直流电压升压逆变为单相高频交流电压，经过高频变压器隔离变压后传输至前级矩阵变换电路，该电路工作于2s/3r交交变频模式，将高频单相交流电压变换为三相工频电压，通过网侧LC滤波后反馈回交流电网。由此可以看出，能量流动方向体现在输出电感Lo上的电流/.的方向，则通过控制iL的方向可有效控制该电路的能量流动方向。3控制策略为提高变换器输出电压利用率和系统电能转换效率，保证系统安全稳定运行，前级矩阵变换电路采用双线电压调制方法，后级变换电路与前级协调配合，在不同运行模式下分别采用同步整流控制和逆变PWM控制

14、，矩阵变换电路中双向开关之间采用基于输入电压检测的两步换流方式。3.1调制方法在传统矩阵式变换器中，双电床调制方法利用输入电压的最大值和次大值（即中间值）来拟合输出电压，输出电压利用率高且抗干扰性好|,5-161,因此本文借鉴该方法对前级矩阵变换电路进行调制。根据三相交流电源不能短路，感性负载不能断路的安全原则，在任意时刻前级矩阵变换器的三个上桥臂中有且只有一相导通，三个下桥臂中有且只有一相导通，使得输出电压连接至某一输入线电压。即利用双向开关Sap（包含Sapp和Sa”,下同）、San、Sbp、Sbn、Sep、Sen的不同开关状态，使得该电路交替输出线电压Hab、Wac>"b

15、e、以ba、"ca、“cb以及零电Maa'"bh、Wee0为保证线电压极性及其幅值的大小不变，本文将一个电源周期均分为12个扇区，输入电压扇区划分如图3所示。（a>相电压与扇区对应关系<b）线电压与扇区对应关系图3输入电压扇区划分Fig.3Sectordistributionbasedoninputvoltage定义Wphlmax、Wphlmcd、Wphlmin分别为输入相电压、处、伉的绝对值中最大值、次大值（中间值）和最小值。定乂“Lmax、"Lmed分力U为Wah>Ifac'"be、"ca、"cb

16、W，极性为正，且绝对值最大的和次大的输入线电压，ML0为前级矩阵变换电路的输出零电压，即%、"bb、Mee之*。以第2扇区为例，此时输入相电压和线电压大小满足|妃>|风|>|%|，Wac>Wbc>Mab>0,故按照上述定义有|"ph|max=|“c|、|"ph|mcd=|"a|、|"ph|min=|b|,"Unax_“ac、"Lm妒"be，"L0可以选择"Lmax和“Lm迎所共有的C相对应的Wcco在一个控制周期内，所需的变压器一次电压“P，可以通过当前时刻最大的两

17、个线电压和零电压来直接拟合。则在第2扇区中，选择绝对值最大的线电压和次大的线电压"be以及零电压合成输出电压，可提高输出电压幅值范围。同时，为了避免输出电压存在直流分量而导致高频变压器发生磁饱和，需要满足变压器-次电压的伏秒积为零，即在一个控制周期内，“P的平均值为零。因此，将每个非零线电压作用时间均分为二，交替采用正负两个线电压。采用如图4所示的电压分布方式I®，前半个周期采用极性为正的线电压和零电压，后半个周期采用极性为负的线电压和零电压，每半个周期内均按输出电压绝对值由大到小排列。图4中，儡X、临d和/0分别为一个控制周期内选择的各线电压的作用时间。从图4中可以看出，

18、该作用时间一方面会影响到矩阵变换电路的输出电压“P：另一方面也影响到变压器一次电流"到各相电流的分配，进而影响网侧电流的波形质量。为保证网侧电流的电能质量，需要建立矩阵式隔离型双向AC-DC变换器的输入、输出电流等量关系。高频变压器Tr连接前级矩阵变换电路和后级全桥电路，则根据其一次侧与二次侧的匝数比1:，建立前级和后级的电路之间的联系。高频变压器一次电压“P与二次电压“S满足Fig.4Thevoltagedistributioninacontrolperiod“s=nuP（1）高频变压器一次电流币与二次电流is满足ip=nis（2）由于电流通常由负载决定，可以假设输出LC滤波器中电

19、感爵足够大，保证在图4所示的一个控制周期内其电流“不变，则高频变压器的二次电流，在变底器一次电压u>0>=0和"V0时，根据式（1）可以得到变压器二次电压“S的极性与“P相同，而后级变换电路的开关管按照与前级配合的方式,在“p>0时令S2和S4导通：在Mp<0时令S和S3导通：在</P=0时令Si、S?、S3、S4均导通。则可以得到变压器二次I咿is为4=1.叩泊-Iu<0同时，也可以彳*到焰级%:桥电路的输出电压与高频变压器二次电压“S之间的关系为nTsI根据图4中排列的开关状态可以得到，关状态选择可以将高频变压器的次电流三相交流电源的a、b、c

20、三相中。(4)不同的开分配到根据式（2）和式（3）以及不同开关状态对应的电流等量关系，可以推得在第2扇区中，矩阵变换电路的输入电流在-个控制周期内平均值为7".'max+'med'c=%-肾(5)'L=nt'med式中，丁为控制周期。由式（5）可知，在一个控制周期内，各相的平均电流即各相的实际作用时间与周期的比值。基于此关系，为了实现电流与电压保持同频和同相，可令各开关状态的作用时间与对应电压瞬时值之间呈现固定的比例关系，可得相关关系为临工化|+'med*|(6)max(7)一个控制周期内，知心、，mcd和必按照当前扇区中的相电压的瞬时

21、值与相电压的幅值的比值计算为Tl»al'tnT"I临=方in?0=T-4nax_4ned式中,。为调制度,«e（o,1；um为相电压的幅值。理想电网的三相电压的表达式为W；|（0=Umcos（仞）b(/)=Un】cos|仞-TIMe(0=UmCOS(8)J）g瑚由于三相输入电流经过输入LC滤波器后高频成分被滤除，可以认为网侧电流、姑、认是三相输入电流右、器、ic的低频部分。按照扇区的电压对应关系，将式（7）和式（8）代入式（5）得到在第2扇区内的网侧电流为/（/）=anicos（仞）saLLb（0=两让cos仞一Ii就（f）=aniLcos|cot+_(9

22、)II3）同理，可以推导证明式（9）在其他扇区中也成立，并且该结果不依赖电流时的方向，因此对于整流和逆变模式均成立。调制度«和匝数比1：均不变时，只要保证跟恒定，即可证明按照该调制策略可以保证三相电流平均值均为与相电压同频同相的正弦量。由于电流通常是由负载决定，对于多数情况卜，保持稳定的电流需要保证直流侧输出电压稳定。则在第2扇区中，在一个控制周期内，根据式（1）和式（4）以及图4所示的电压排列关系，后级全桥电路的输出电压“D的平均值可以表示为"'max|"ac|+nicd|"bc|+%|"cc|(10)并将式（7）和式（8）代入式（1

23、0）可以得到nU2m（11）因此，的平均值在变压器匝数比1：时为常数、三相交流电压的幅值Um保持不变时只和调制度有关，从而可以证明该变换器拓扑输出为直流，且通过对调制度。的控制，实现对直流输出电压的控制，进而控制并保证电感电流让恒定，既满足了直流侧输出为稳定的直流的要求，也满足了分析式（9）得到的使得三相交流电流为正弦的条件。因此该策略可以保证网侧电流正弦且相位与电网电压一致，并且适用于能量双向流动的工况。3.2换流方式前级矩阵变换电路中需要保证任意两相之间均不能短路，旦为了避免因为呈现感性的变压器上的电流断路而造成过电压，需要保证电流不断路。因前级矩阵变换电路输出为高频交流电压，其电流方向检

24、测困难，本文提出了基于输入电压检测的前级短阵变换电路及与后级协调的两步换流方式。前级矩阵变换电路可看成是上下两个3s/2i矩阵变换电路，双向开关之间的换流分别发生在三个上桥臀的双向开关之间或三个下桥臂的双向开关之间，由于其换流过程类似，因此可以只分析其中的一组。在无换流动作时，除了类似于图2中所示的完全导通的双向开关，剩余的双向开关可按照相电压的相对大小，将另外两相上每个双向开关中承受漏极-源极电压为负的一只开关驱动导通，以保证电源不会被短路。按照此原则，在无换流动作时，允许4个开关管导通。在第2扇区中“>>“，P分别abc连接到a、b、c三相的开关组合，开关状态选择如图5所示。图

25、5中，由于a相具有最高的电位，c相具有最低的电位，图5中圆圈标识的Sapp、Scpn一直保持导通状态，此时通过Sapn、Sepp上带有的二极管构成了一个连接到最高和最低电位的二极管半桥，显然，这保证了P端口的电流无论极性如何都始终可以续流通路。另外，由于b相具有中间电位，各续流二极管均为反向偏置，不会形成电流通路而造成短路。图5开关状态选择Fig.5Theswitchingstateselection当换流发生时，前级矩阵变换电路中部分开关管需要被关断，部分开关管需要被开通，后级H桥电路也需要开关动作。由于前述的开关状态选择的原则中巳经考虑到换流过程中需要避免电流断路的问题，因此换流过程相对传

26、统的四步换流来说可以大幅简化,只需要两步即可完成。包括后级的H桥电路的所有开关管在内，只需要关断需要关断的开关管，间隔一个死区时间后，导通需要导通的开关管即完成换流过程。4仿真分析与实验验证为了验证所提出的矩阵隔离型双向DC-DC变换样对应的控制策略和种简单的两步换流策略的正确性和有效性，进行了相关的仿真和实验验证。4.1仿真分析仿真中的交流相电压设定为220V,AC-DC的整流模式时，直流侧为一个4.8Q的负载：DC-AC的逆变模式时，直流侧连接-个48V的恒压源，系统关键参数见表1。表1系统关键参数Tab.lThekeyparametersofsystem开关额率熨kHz数7值交流电感/V

27、mH().5交流电容G/nF1匝数比1:，1:0.12直流电感AokH47直流电容G7HF470仿真中对电感Lo的电流h.进行闭环控制，整流模式时，设定电流让的参考值为10A.得到的a相电压&及a相电流/sa如图6a所示，直流侧的电感电流心和输出电压«dc电流波形如图6b和图6c所示。从图6中可以看出，变换器的网侧电流正弦度良好，与电压同相位。电感纹波电流峰峰值约为1.5A,输出电压纹波约0.2V。0.100.110.120.130.140.150.160.170.180.190.2C/s从图8中可以看出，变换器的网侧电流正弦度良好，与电压相差180°,此时能量是从

28、直流侧向交流侧流动。网侧电流儿的THD分析如图9所示。基波（50Hz）=1.001A,THD=l.65%L|1|08642LO.O.O.O.1015202530354C<b)电感电流0.100.110.120.130.140.150.160.170.180.190.2C<c）输出电压图6整流模式的电压电流波形Fig.6Thevoltageandcurrentwaveformsinrectifiermode将葛取10个工频周期，分析2000Hz以下的图7整流模式网侧电流房的THD分析Fig.7TheTHDanalysisofgridcurrenti»ainrectifier

29、mode从图7中可以看出，仿真中，在整流模式时的网侧电流THD=0.64%oVi<b）电感电流图8逆变模式的电压电流波形Fig.8Thevoltageandcurrentwaveformsininvertermode逆变模式时，设定电流的参考值为-lOAo得到的a相电压如及a相电流葛如图8a所示，电感电流丸电流波形如图8b所示。谐波次数9逆变模式网侧电流M的THD分析Fig.9TheTHDanalysisofgridcurrentdininvertermode从图9中可已看出，仿真中，逆变模式的网侧电流THD=1.65%°由于三相对称的三相三线制线电流中不含有偶次电流谐波和3次

30、电流谐波，谐波主要为6±1次(=1,2,)。此外，由于开关器件流通电流时存在通态压降，且各开关之间需要有死区时间，这些非理想的特性往往会造成电压和电流偏离预期值而产生畸变和谐波。由于在整流模式和逆变模式下，能量传输方向相反，所以其电流的流向也相反，在两种模式下产生的电流畸变也会存在一定的差异，进而体现在整流模式和逆变模式下各次谐波含量及分布存在一定的差异。4.2实验验证为验证所提控制策略的可行性与实用性，本文利用TI公司的TMS320F28335型DSP芯片和英特尔公司的EPM240F100C5N型CPLD芯片作为控制器，按照仿真参数搭建了实验样机，如图10所示。其中，系统的控制频率

31、为37.5kHz,开关频率为75kHz°图10实验装置Fig.10Photographofthecxpcrimcnialsetup整流模式时，交流电源的相电压为60V,直流输出接电阻负载，实验中交流源的电压及电流么波形如图Ila所示，电流波形测量数据导入Matlab进行的THD分析结果如图lib所示。AlOms/格)(a)a相电压、及电流的波形20ms/格)<a)a相电压及电派必的波形1.00.80.60.40.2354C基波(50Hz)=l077A,THD=2.59%30005101520谐波次数(b)THD分析图II整流模式的实验波形Fig.11Theexperimenta

32、lwaveformsofrectifiermode整流模式卜，变换器的网侧电流正弦度良好，交流电源测量的功率因数为0.995,分析得到的电流THD=2.59%。同时，在该工况下，高频变压器的一次电压和一次电流波形如图12所示，与设计的电压分布关系一致。A5应格)图12高频变压器的一次电压和一次电流波形Fig.12Thevoltageandcurrentwaveformsofahigh-frequencytransformer逆变模式时，直流采用恒压电源供电，输出交流连接电阻负载，输出电压为40V.a相电压风及电流匾波形如图13a所示，电流的THD分析如图13b所示。逆变模式下，变换器的网侧电流

33、正弦度良好，实验测试的功率因数为0.992,分析得到的电流THD=2.89%。从实验结果可以看出，无论整流模式还是逆变模式变换器，网侧电流正弦度良好，电流的THD均较小，与仿真结果基本吻合。1.51.00.5051015202530354C谐波次数(b)THD分析图13逆变模式的实验波形Fig.13Theexperimentalwaveformsoftheinverteroperatingmode5结论本文针对矩阵式隔离型双向AC-DC变换器提出了一套完整的控制策略。仿真和实验结果表明：I)矩阵式隔离型双向AC-DC变换器能实现能量双向变换。2) 整流和逆变模式下，均能实现网侧电流正弦，功率因

34、数接近于1。3) 直流侧的电压电流保持恒定。4) 可实现双向开关的简化两步换流，换流安全可靠。参考文献1SinghAK,DasP,PandaSK.AnovelmatrixbasedisolatedthreephaseAC-DCconverterwithreducedswitchinglossesC/AppliedPowerElectronicsConferenceandExposition.Charlotte.NC.USA.2015:1875-1880.2 ZhuJD,XuZ,JiangBH.elal.Close-loopcontrolofanAC-DCmatrixconverterforau

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