DC-DC电源转换

1、直流电压变换直流电压变换( (DC-DC)DC-DC)电路设计电路设计孙祖希孙祖希2002年年3月月一、 主板的电源电流分配二、 DC-DCDC-DC电压转换电路 2.1 齐纳(ZenerZener)二极管 2.2 可调整稳压二极管 2.3 线性稳压电路 2.4 开关稳压电路 2.4.1 线性电源与开关电源的比较 2.4.2 非同步开关电源 2.4.3 同步开关电源 2.4.4 多相电源三、 元件的可靠性和系统的稳定性四、 PCB设计要注意的问题一、 主板的电源电流分配随着CPU的发展，为不同功能和不同频率芯片的要求，主板上电源的种类越来越多；低电压电源的电流也越来越大。特别是CPU的核心电压

2、越来越低，而电流越来越来越大。如423脚P4 CPU，其Vcc（VID）电压为1.56 1.7V；电流最大值，对1.4G CPU为40.6A；1.5GCPU 43.0A；2.0G CPU 52.7A；对FMB（Flex Mother Board）为60.4A。对Northwood 533MHzCPU标称电压1.5V，电流 2.2G CPU为47.1A；2.4G CPU 49.8A；2.53G CPU 52.7A；对FMB1 为 60A。对FMB2 为66A （考虑CPU的发展和北桥等芯片等芯片电流和电容充电，电源应按比FMB的要求的电流大来设计）。而睡眠状态的电流仅有8.5A。 （VID）设置

3、值1.475V；实际允许的最大和最小值与CPU电流有关（与电流成反比）。例如2.2G CPU VIDmin为1.335V；对2.4G CPUVIDmin 为1.325V；在同一电流下，最大最小差值0.05V。 1.475V为电流为0时的最大值。Intel P4主板所需的电源有Vcc_core（VID）、Vcc_1.5、 Vccsus_1.5、 Vcc_2.5、 Vccsus_3.3Vcc_3.3、5V及双输入电源选择开关（正常电源与sus电源间选择）5Vdual、 3.3Vdual、2.5Vdual、 1.25Vdual（用于DDR的Vtt，可由2.5Vdual产生）。这些电源负载电流小的仅数

4、十毫安；电流大的达几安培或几十安。睡眠状态的电流和也大于1A。而系统的电源按常规仅有5V、3.3V、12V、-12V和5Vsus少数种类电源因此如何设计电源系统，将有限的电源种类转换为主板系统所需的多种类电源，是对主板设计工程师的挑战。既要满足系统CPU、各芯片和插卡及外接口对电压电流的需求，及可靠性、稳定性的需求，又要减少成本使所设计的产品在市场有竞争力。不同的主板厂家，电源系统的设计可有不同。为减少机箱的发热，参照笔记本电脑，新的台式系统的设计将独立的AC-DC电源由机箱移出并简化。外接AC-DC转换电路直接插AC电源，只产生一种DC电源，接到主板。这样，主板电源系统的设计变得更加重要。二

5、、 DC-DCDC-DC电压转换电路 2.1 齐纳(ZenerZener)二极管齐纳(ZenerZener)二极管:利用P-N结雪崩击穿原理产生稳定的输出VhIRIZR IoutVzIR = ( Vh Vz )/R; IR = Iout + IZ IZ min 应大于拐点电流优点：电路简单缺点：输出功率小(最大值为 IR减拐点电流Iz ， IR最大值 受 二极管最大功耗限制。二极管实际最大功耗IZ max * Vzmax 。 IZmax = IR max Ioutmin ； Iout max = IR min IZmin ) 精度差（元件本身电压误差 +/- 5%左右；输出电流变化时， 使IZ

6、变，输出电压有相应 的变化。） 输出电压标称值由3.3V按 10%递增 二极管功耗大。特别是Vz较高时。使用限制：要求精度不高的电压参考 功率低且精度低的DC-DC电压转换设计注意点：先确定输出电流的最大和最小值。为可靠最小值可为0。根 据所需输出电压确定标称值。根据所需二极管最大功耗选二 极管。由二极管实际允许功耗确定允许的最大电流。参照最大 输出电流。确定IR的最大值。再计算和选定R的阻值和功耗。 IRmax = ( Vhmax Vzmin )/Rmin ； IRmin = ( Vhmin Vzmax )/RmaxIZVZIrmax - Ioutmin I Zmin ( 由拐点电流 限定）

7、IZ电流过大会烧稳压二极管（如输出对电源短路）或缩短寿命（功耗偏大，RMA率高）。电流过小输出电压降低，若低于拐点电流，输出电压会远离稳压值。2.2 可调整稳压二极管可调整稳压二极管:利用半导体禁带宽度设计的专门的三端集成电路。通过调控阳极电压VZ保证VREF不变。因而可利用电阻分压得到2.5V-36V稳压输出。所以称为可调整稳压二极管。VZ = VREF（1+ R1/R2）+ IREF x R1IR = Iout + Iz + (Vz VREF )/R1对 LM431A, VREF = 2.495 +/- 0.055 V; IREF 最大值为4 A.。动态电阻0.75 。（0.5W 3.3V

8、齐纳二极管动态电阻28 ) Iz的范围 1 100 mA。工作温度范围内电压变化小于17mV，平均温度系数 50ppm/。C。（齐纳二极管为 -7000ppm ） 通常VREF为2.5V。若R1为零，可用作2.5V参考源。现也有 1.25V 器件。优点：精度高；电路简单；电压可调范围广缺点：输出功率小；二极管功耗大；Vz随Iout变化有小的变化。使用限制：要求精度高的电压参考 功率极低且精度高的DC-DC电压转换R1、R2精度现为+/- 1%。若R1/R2 比值小，精度可放到2%或5%。Vz（Vout）的精度主要受VREF的影响。IZVREF2.3 线性稳压电路线性稳压电路：用高精度参考源、功

9、率放大和闭环控制实现高精度、大功率的DC-DC 转换开环增益 ：K = Vout / （Vref V2）V2 = Vout * R2/（R1+R2） （假定比较器输入电流为0）闭环时 Vout = Vref * K(R1+R2)/(K*R2+R2+R1)若 K为无穷大，则 Vout Vref(1+ R1/R2)若 R1为0，则Vout = VREF（K/(1+K)选择R1和R2，除考虑Vout值外，要考虑输入电流的影响。K越大Vout越接近由Vref、R1、R2给定的值。考虑到电路的频率特性，高频时，K越大稳压特性好，但易产生自激振荡。电路中可有阻容相移电路，以抑制振荡。功率输出管功耗：PQ

10、= IQ x (Vin Vout )输出电压的限制Vinmin Voutmax Vcesmax，以保证NPN管工作在放大区，保证稳定的电压输出。 转换效率 = Vout / VinQ的选择： 普通三极管是电流控制。电流放大倍数= IQ/Ib。 一般NPN 管，小，基极电流大，饱和压降小；而用 NPN Darlington三极管，大，基极电流小，饱和压降大。若控制电路不能提供足够的Ib， IQ会减小；Vce会加大，功耗加大。 也可用N沟MOS管。但MOS管为电压控制，gs电压大于阈值电压后，源（S）漏（D）极间电阻减小，Vgs越大Rdson越小。若实际的Vgs最小值接近管子的阈值电压最大值时或低

11、于给定负载电流管子所要求的Vgs会出现批次性小量Vout降变低的问题。由于MOS管压降加大，功耗也可能加大。普通NMOS管的阈值电压的最大值3.0V，低阈值电压NMOS管阈值电压的最大值为1.5V。线性稳压电路所用的NMOS管不要求Rdson最小，要考虑价格和低阈值电压。若Vout接近Vin，由Vin产生的基极电流小，或Vgs小，可考虑用PNP三极管。或P沟MOS，但比较输入和VREF的极性相反（保证负反馈闭环控制）；C和E或D和S的连接相反（保证电流方向和电路工作）。必须保证Q的功耗小于在使用散热条件下的允许功耗；设计时可用加大漏极铜皮面积或加散热片来降低管子温度。这是保证可靠性，减少RMA

12、返修率的关键。CT为低频滤波电容。决定于负载电流的变化速率和允许的电压变化。若电流变化大而允许的电压变化小，要用低ESR（等效串联电阻）低频滤波电解电容和高频滤波陶瓷电容。否则低频滤波电解电容值可减小，充分利用闭环反馈的稳压功能。电容过大时，过大的充放电电流可导致加电时或长期使用后Q管或/和控制电路损坏。加电时的峰值电流可能影响正常开机。例1： 直接用431A产生2.5V以上稳压输出 IR = Ib + Iz；Vout = Vz + Vbe； Vref = 2.5V; Vout Vref(1+ R1/R2) （ Vout 2.5V) R的选择要保证Iout最大时，有足够的基极电流，而在Iout

13、最小时又不损坏431A。根据IR的最小值和NPN管的 (放大区)确定能否满足Iout最大值和在此电流下工作在放大区的要求. 若用NMOS，则Vcc需考虑Iout最大值对Vgs的要求。Vgs大于阈值电压。R值可大但需MOS管输入电容对电流变化引起的电压变化的影响。例二： 用运算放大器作比较、放大和控制参考电压Vref由431A的2.5V参考分压产生，现为1.25V。由于运放输入电流小于1A ，IR、Iz均可小而且稳定的参考电压。调参考电压的分压比或输出电压的分压比,使输出电压可在2.5V之下，而且有较宽的可调范围。但设计时要考虑所选运放的输出电压（与Vcc有关）范围和输出电流（受Vcc和功耗的限

14、制）。例三：LDO器件将功率输出管、参考电压源与比较、放大和控制电路集成在一个芯片内。与Darlington管相比（Vin Vout）的允许值大大减小，因而称为低压降输出（Low DropOut）稳压源。Vout Vref(1+ R1/R2)； Vref为内部参考电压。根据输出电压范围为2.5V或1.25V。使用时根据Vout、电流和（Vin Vout）确定型号和R1、R2值。验算功耗。 2.4 开关稳压电路 2.4.1 线性电源与开关电源的比较线性稳压电路 优点：简单，成本低 缺点 ：功耗大，效率低 （ Vin Vout 受饱和压降和增益的限制） 所能提供的电流难于达到8A以上（TO-220

15、、252、263封装） 开关电源转换电路 直流输入电压 - 寛度可调制脉冲 - 平滑 - 直流输出电压 能量（功率）传递 优点：功耗低，效率高 缺点：噪音大，电路复杂，成本高，PCB布局布线困难。2.4.2 非同步开关电源空度比 ( DUTY SYCLE):D = t ON t ON + t OFF输出电压 Vout = D X V in（ 实际空度比还与负载电流有关）PWM：脉宽调制电路，此处还包括 参考电源、比较电路、差值放大和脉宽调制一起组 成对MOS管开关（栅极电压）的控制。MOS管：电流开关。通导时电流由Vin经MOS管、电感流向负载和电容。电流增加，存在电感中的能 量增加。电感、电

16、容和肖特基二极管：平滑电路。MOS管截止时，电流由地经电感流向负载。消耗存在电感 中的能量。电容用于负载电流的调节和稳定输出电压。二个电流变化过程：Iout稳定时电感中电流的变化（如上图所示） Iout突变时改变脉宽调接电感中的平均电流，逐步达 到Iout。IL 与Iout的差值由滤波电容提供。2.4.3 同步开关电源用低RDSON的MOS管代替肖特基二极管作为接电源MOS管截止时电感电流到地的通路。由于可选择RDSON极小的MOS管，因此此管的功耗可大大低于用肖特基二极管的功耗。例如NDB 6030L VGS=10V，IV=26A时， RDSON MAX=13.5m。当IO为20A时，功耗

17、3.24W。而用肖特基二极管的功耗为7.2W (IO=20A;VD=0.6V)。这样，可提高转换电路的效率；减少板上热量；并降低成本。带来的问题：上下MOS管同时导通可能导致极大电流从电源到地。 为避免此问题，控制信号UGATE和LGATE边沿转换时有间隔，保证两管有短暂同时截止的时间。在此时刻，电感电流通过下MOS管的PN结寄生二极管到地。或与MOS管并联肖特基二极管，电流通过此二极管（功耗比PN结二极管低）。先进的功率MOS管设计已将肖特基二极管与MOS管集成在同一封装中。VID为数字信号输入，通过控制内部参考电压控制输出电压。对P4所用PWM芯片，电压范围标称值由1.100V到1.850

18、V，步距0.025V(25mV)。开关电源动态过冲(噪音) 电源纹波Vripple与电感和滤波电容的等效串联电阻有关 电源电压的变化稳态Vesr与滤波电容的等效串联电阻有关 电源电压的变化尖峰Vesl与与滤波电容的等效串联电感有关措施：选择ESR，ESL小的低频滤波电容 PCB设计时注意减少电流通路的分布电阻和电感 PWM控制器芯片用动态参考源。即对同一VID标称值，负载电流小时实际参考电压 （输出电压）趋于允许范围的上限，负载电流大时实际参考电压（输出电压）趋于允 许范围的下限。当标称值为允许电压的中心值时，此方法可有效利用允许的电压范围， 减小实际的动态电压变化的峰峰值。对P4 CPU 考

19、虑实际通路的压降，参考电压的中心值也随负载电流的大小变化。 关键参数MOS管：上管通导功耗 PMOSU = IO D RDSON 下管通导功耗 PMOSD = IO （1- D） RDSONIO为最大输出电流；D为空度比；RDSON 为MOS管通导电阻。除RDSON外，要考虑VGS（有足够大的栅极控制电压）、通导延迟和边沿，及截止延迟和边沿（保证无同时通导问题）。肖特基二极管功耗： PD = IO2 （1- D ） VD （非同步电源）VD为二极管压降，例如：IO为20A时，VD可达0.6V，PD达7.2W 上管功耗还应有通导和截止时的开关损耗、下管寄生二极管反向恢复的影响和MOS管输出电容充

20、放电的影响等瞬态功耗。下管功耗还应有通导和截止时的开关损耗、下管寄生二极管的通导功耗等瞬态功耗。 电感： Vin - Vout - IO （ Rin+ RDSON +RL+Rout） D L = IL fs fs为开关频率, IL = 2 （IPK-IO）为容许的电感电流变化Rin和Rout分别为PCB上输入输出通路的铜皮电阻。对电感必须保证在峰值电流IPK时,磁通不饱和,电感值下降不大于10%，否则充电电流会急剧上升，甚至于烧CPU。此外还须考虑磁芯材料的频率特性和导线电阻RL（热，损耗，趋肤效应）关键参数（续）滤波电容： 当CPU电流有突然变化时，其变化速率最大值为30A/s，控制电路不能

21、立即响应此变化，靠滤波电容调节此电流变化。最大电流变化近似于IOMAX。要求相应的电压变化小于动态电压变化范围。影响瞬态电压变化的主要电容参数是等效串联电阻（ESR）和等效串联电感（ESL）。因此低频滤波电容选用低等效串联电阻电解电容。 VTRAN = （RcESR + （ LcESL /TTRAN） （ITRAN / Nc）RcESR、 LcESL分别为单个电容的等效串联电阻和电感；Nc为电容的个数； ITRAN=IOMAX - ISLP， ISLP为CPU睡眠时的电流； TTRAN = ITRAN / （ 30A/s） 当CPU电流不变时，通过电感的电流在变，也由电容调节电流变化。由于电流

22、变化慢， LcESL 的作用忽略。电压变化为输出纹波电压： Vout = （RcESR IL ）/ NC 此外，CPU工作频率高，电流大，PCB上有1f 和4.7f高频陶瓷电容。更准确的最大电流IOMAX下的占空比： Vout + IOMAX （RDSON（TMAX）+RL+Rout） D（ IOMAX，T） = Vin IOMAX RinRDSON（TMAX）在结温高时，电阻大。例如NDB 6030L VGS=10V，IV=26A， Tj=25时， RDSON MAX=13.5m,当Tj=125时, RDSON MAX=24m, 峰值电流：IPK = IOMAX + IL ；IL = （Vi

23、n-Vout）/ 2L） Ts D（ IOMAX，T）Ts = 1/ fsFs为开关频率， Ts为周期。电容个数：NC = （ （RcESR + （ LcESL /TTRAN ） ） ITRAN ） / VTRAN 开关电源的输入电源处的滤波也很重要，它可隔离大的开关电流变化对其它元件的干扰。通常采用电感电容滤波。电容的选择要根据电容充放电的峰值电流、电容的等效串联电阻和脉动电流（Ripple current）确定。脉动电流是在一定的频率交流电下，不超过允许温度的所能通过的电流。由于Vin处电流变化大，因而电容充放电电流也大。需要低ESR的电解电容，以减少电容的温度。否则影响电容的寿命，增加R

24、MA率。2.4.4 2.4.4 多相电源多相电源CPU的要求 低电压 50A 高电流变化率 100A/us单相同步电源目前的限制: 25A多相同步电源可满足要求 对相同的Rdson，电流分路 可减小MOS管功耗；增加电 流变化率对电流稳定负载可减小纹波 等效开关频率提高 电容上的纹波电流小，使输 出纹波电压小 每路电流小，电感量可小； 导线可比用单相细 技术难点： 精确测试每路电流，使每 路电流和功耗平衡 多相开关电源的PWM控制器除了要监测输出电压外还，要检测每相的电流。将不同时间各相取样测定的电流（实际为与电流成比例的电压）相加，取平均值。再与各相电流比较。各相电流开关通导宽度的控制根据输

25、出电压（CPU处）与VID参考电压的差值和各相电流与平均值的差值调整。前一差值主要保证CPU电流变化时有稳定的电压输出；后一差值主要保证各相电流尽可能平衡，以保证功耗均匀。避免过热，导致MOS管损坏。甚至波及CPU。测试电流的方法1、精密电阻 在下MOS管源极与地间接毫欧级精密电阻。电阻精度可达+1%，温度系数20ppm/ ，因此 电流测试准确。但增加成本；占用PCB空间；电阻要消耗功率，降低效率，并要考虑散热。 +1% 1W电阻， $0.15/通道。 +4% Mn-Cu线电阻， $0.06(加工困难)2、下MOS管的通导电阻Rdson 测下管通导时漏极的电压。这电压等于下管通导电流乘Rdso

26、n。成本低（不增加元件），但 电流测试准确度低。只能监测下管电流。Rdson 的偏差+ 7%。它受厂家（管子结构和制造 工艺）、披次（工艺参数）、栅极驱动电压、负载电流的影响。由于电流的变化取样时间和 地线噪音也会影响影响到测试结果。 开关时下管漏极电压变化大并有振荡，取样点应在下管真正通导后和开始截止前的区间内。 各相取样点要平衡。 Rdson的温度系数为+3000 -7000ppm/ 。温度高，功耗大。不利于MOS管的可靠性，但有 助于电流地平衡5 5V V供电，同步开管电源下供电，同步开管电源下MOSMOS的漏极电压的漏极电压波形在波形在5 5V V与地间变化。开关时过冲产生的与地间变化

27、。开关时过冲产生的振荡，将加大瞬态功耗。振荡，将加大瞬态功耗。将垂直比例由2V/div改为 20mv/div 时，可看到下管通导 时的压降变化（由约40mv变到 32mv， 输出电流约16A）Intersil的6301（PWM主控制器）和MOS管栅极驱动器。采用Rdson测电流。ISEN输入用于监测电流。由于MOS管输入电容大，开关时充放电电流大，驱动级的功耗大。因而将驱动级与主控制器分开。连带的优点是驱动级芯片到MOS管的线短，分布电感小，电路不易振荡。驱动级芯片与MOS管用同一电源供电。因此要用自举（BOOT）电路。 PHASE和BOOT脚间的电容在BOOT端，接上管驱动输出的电源，并通过

28、二极管接+12V。下管通导时，PHASE电平接近0，12V经二极管向电容充电。下管截止后上管通，随着PHASE电平的提高。上管驱动级的电源电平也跟着升高，以保证上管有足够的栅源电压，使上管充分通导。RSEN将下MOS管通导时的电压转换为电流。PWM控制器内有电流传感电路。n Rdson在同一批次内和不同批次间的差别 n 电流平衡受占空比不匹配的影响大0 栅极驱动的延迟0 MOS管的参数：阈值电压、电容冲电n 例：三通道总电流50A015ns 脉宽失配 (DD R1C1，所测电流大于电感电流；当 L / RL R1C1， 所测电流小于电感电流。三、三、 元件的可靠性和系统的稳定性元件的可靠性和系

29、统的稳定性电源电路元件多、电流大、电压高、功耗大、温度高，这就影响到元件的可靠性。特别是功率管和低频滤波电容的可靠性。按经验元件温度升高10 ，夀命缩短一半。而这些元件的损坏又可能使CPU损坏。因而要特别关注与CPU电源有关元件的可靠性。过高的输入电压或输出反冲电压会导致内部反向二极管击穿，使芯片内局部温度的升高，损坏局部电路。如大于10V的输入电平时要检查输入耐压和限流电阻。（TTL和5VCMOS的器件输入、输出最高电压小于8V。电源的偏差和动态毛刺直接影响信号的高电平，因而影响系统的稳定。检查每个电源输出管的功耗，保证小于允许功耗，并有余量。要考虑CPU的发展使负载电流加大，而加大功耗的影

30、响。在一个系列芯片组主板生产的早期、中期和晚期都要关注。因为电路的设计往往未变，但负载电流的变化，影响轻的，会产生稳定性或兼容性问题；影响重的，会产生可靠性问题。由于功耗大产生的可靠性问题根据大的程度，在调试阶段可表现为元件表面温度偏高；在生产时表现为千分之几的损坏；售后表现为高的返修率（月RMA率千分之四以上，或维修时该元件损坏率占维修量的百分之四以上。超过的功耗越多，损坏的比例也越大。设计和质量控制要密切关注些迹象。尽快发现设计上的缺陷，而不是把问题不加分析地归于元件生产厂（要计算最坏情况的功耗、测试电流，与厂家规格书比较后，再作判断）。使用不当的问题容易表现为厂家批次的问题。线性电源的输

31、出功率管一定要工作在放大区；而开关电源的上管和下管必需工作在深度饱和区或截止区。MOS开关管的通导电阻与温度、电流和Vgs有关。而上管的Vgs一般小于下管的Vgs。若PWM驱动级芯片的Vcc与上管漏极电压相同，则要用自举电路提高上管的Vgs驱动级的功耗大，要考虑由它引起的温升。功率管的热阻RQJC (与元件有关) 引脚尺寸和材料 引脚数 晶片尺寸 晶片粘着的材料 注塑封装的尺寸与材料RQCA ( 与使用条件和环境有关 ) 焊盘尺寸,材料,形装和位置 元件在PCB上的位置 连线的宽度与长度 PCB的尺寸与材料 上下铜皮间的过孔数 气流的速度和流量 环境温度 相邻的发热源等对上端 MOS管, 通导

32、时的栅-源极间电压 Vgs = Vg-Vs =11-5 = 6V参照上面曲线, Vgs=6V20A时比例系数为1.1。 FDB7030BLVgs为6V，源漏电流为20A时 RdsonVgs6v 为避免 Rdson_Vgs6v = 1.1 x Rdson_Vgs10 = 1.1 x 8.5m = 9.35m通导电阻Rdson随Vgs 和ID电流的变化。以测试点Vgs = 10v；ID = 60A 时的Rdson为基准，比例系数为1。通导电阻随结温的变化：对FDB7030BL，若工作结温在100C时的Rdson为25 C 时 Rdson 的 1.3倍。 因此 FDB7030BL Vgs=6V, T

33、j=100 C, ID=20A条件下 Rdson = 1.3 X 9.35m = 12.16m在计算通导功耗时必需考虑驱动电压、电流和温度对Rdson的影响。估算电流时必需考虑电流的不平衡。以保证开关管正常长期稳定工作。通导电阻Rdson随温度的变化。以测试点Vgs = 10v；ID = 60A 时的Rdson为基准，比例系数为1。MOSMOS功率管前级驱动的功率功率管前级驱动的功率 VGSQG (nC)RDS(ON) (m)52217.5HUF76129123814.05388.2HUF7613912656.500.511.520.20.40.60.81Frequency (MHz)Powe

34、r (W)0.8Upper MOSFET: HUF76129Lower MOSFET: HUF76139VUP= VLOW= 12VVUP= 5VVLOW= 12VVUP= VLOW= 5V85.0VQVQFPLOWLOWUPUPSWDRIVE影响开关频率的因素驱动功劳 开关损耗铜皮等导体损耗 SOP 8封装的功耗 800mW驱动前级与PWM芯片是否集成在一起，要考虑驱动功耗对芯片温度的影响。若要再提高开关频率四、 PCB设计要注意的问题- PCB设计时电源电路及其电流输出电流通路（电源输出到使用电源的器件和地的回路）的分 布电阻。一定的尺寸的铜线或过孔只允许通过有限的电流。通电流时，线和过孔的电阻发热引 起的温升，限定了线和过孔允许通过电流。若稳升10 线宽与电流的关系和钻孔孔径与电流 的关系：线宽（mil）： 5 6 8 10 15 20 30 25 50 100电流（ A）：0.4 0.5 0.75 0.85 1.0 1.4 1.7 1.9 3.3 4.6钻孔孔径（mil）： 14 20 37 70 90 电流 （ A ） ： 1.6 2.8 4.2 6.5 7.5 要估算各电源线和地线（包栝大电流的信号线）的峰值电流和最大平均电流，根据电流大小确 定最小线宽和过孔孔径及最少