第6章 调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路)

1、第6章16.1 概述概述6.2 振幅调制与解调原理振幅调制与解调原理6.3 调幅电路调幅电路6.4 检波电路检波电路6.5 混频混频6.6 倍频倍频6.7 实例介绍实例介绍6.8 章末小结章末小结第第6章章 调幅、检波与混频电路调幅、检波与混频电路(线性频率变换电路线性频率变换电路)返回主目录第6章2第第6章章 频率变换电路频率变换电路 6.1 概述概述 频谱变换电路：具备将输入信号频谱进行频谱变换，以获取具有所需频谱的输出信号这种功能的电路就叫做频谱变换电路。 1、调制：发送端一方将需传送的信号（调制信号）附加在高频振荡上，再由天线发送出去，此过程称为调制，此时高频振荡波又称载波。 2、解调

2、：接收方将附加在高频振荡上的传送信号（调制信号）提取出来，还原成原信号（调制信号）。 3、调制的作用 第6章3 4、调制方式： （1）、正弦波调制：用调制信号来改变载波信号振幅、频率、相位，分别称为调幅（AM）、调频（FM）、调相波（PM）。 （2）、脉冲波调制：用调制信号来控制脉冲波振幅、宽度、位置，再用此巳调波对载波进行调制，分别称为脉冲振幅（PAM）、脉冲宽度（PDM）、脉位（PPM）。第6章4频谱变换电路频谱搬移电路频谱非线性变换电路调幅及解调电路混频电路倍频电路普通调幅及解调电路普通调幅及解调电路单边带调幅解调电路单边带调幅解调电路双边带调幅解调电路双边带调幅解调电路调频电路调频波的

3、解调电路直接调直接调频电路频电路间接调间接调频电路频电路变容二极管调频电路变容二极管调频电路晶体管振荡器直接调频电路晶体管振荡器直接调频电路电容话筒调频电路电容话筒调频电路电抗管调频电路电抗管调频电路斜率鉴频器斜率鉴频器 相位鉴频器相位鉴频器 比例鉴频器比例鉴频器 移相乘积鉴频器移相乘积鉴频器 脉冲均值鉴频器脉冲均值鉴频器 锁相环鉴频器锁相环鉴频器 跟相环鉴频器跟相环鉴频器5.分类第6章5 6.2 模拟乘法器模拟乘法器 本节主要介绍变跨导式模拟乘法器。变跨导式模拟乘法器是以恒流源式差分放大电路为基础，并采用变换跨导的原理而形成的，其符号见下图。 1 单片集成模拟乘法器 模拟乘法器可实现输出电压

4、为两个输入电压的线性积，典型应用包括：乘、除、平方、均方、倍频、调幅、检波、混频、 相位检测等。 21iioukuu 第6章6 现将常用的Motorola公司MC1496/1596(国内同类型号是XFC-1596), MC1495/1595(国内同类型号是BG314)和MC1494/1594单片模拟乘法器的参数指标简介如下。 MC14系列与MC15系列的主要区别在于工作温度, 前者为070, 后者为-55125。 其余指标大部分相同, 个别后者稍好一些。表6.3.1给出了MC15系列三种型号模拟乘法器的参数典型值。 第6章7第6章8 实现检波实现倍频调幅的和频与差频中含有说明则其输出其中为设乘

5、法器输入信号分别cctuttUkUttUkUtutkututUtutUtu2121210212121212121021222111321:coscos2coscos:cos,cos:第6章9zceIi1:06同理yTyTbeTbeTuUccuUccuUescuUesceiieiieIieIi165156151656zUuccccccccccceIeIiiIiiIiiiiiiiTy111005606505656555TyzzzzzzccUuzzthIIeeeeIeeii:)2(1111002222056其中（1） Ry=02 MC1596 芯片工作 原理第6章10 xyTcTxTyccBAccc

6、BATxccccccccccBAccBccABAccBcAuuURIUuthUuthRItuIzthzthRiiRtuIzthzthzthiiiiUuzzthiiizthiiiiiiiiiiiiiiiiiRRiRitu200000065643521432142310122222:22:其中又第6章11 受限制动态范围xyTxcyyTxcyycccBAcyyyeyccycccceyccRRcRcyRcceceyRceyuuUuRRuUuRRuzthRiiiiRtuRuRruiiRiiiirtuiiiiIiiIiRiiirirRiirtu,22222221212256056565656050656

7、56 02yR第6章12 说明: (1) MC1596是以双差分电路为基础, 在Y输入通道加入了反馈电阻, 故Y通道输入电压动态范围较大, X通道输入电压动态范围很小。 (2) MC1596工作频率高，常用作调制、 解调和混频, 通常X通道作为载波或本振的输入端, 而调制信号或已调波信号从Y通道输入。当X通道输入是小信号(小于26 mV)时, 输出信号是X、 Y通道输入信号的线性乘积。 (3) 当X通道输入是频率为c的单频很大信号时(大于260 mV)，根据双差分模拟乘法器原理(可参看例5.4)，输出信号应是Y通道输入信号和双向开关函数K2(ct)的乘积。两种情况均可实现调幅。第6章136.3

8、 振幅调制与解调原理振幅调制与解调原理 6.3.1 普通调幅方式普通调幅方式 1 普通调幅信号的表达式普通调幅信号的表达式 、波形、频谱、和带宽、波形、频谱、和带宽 设载波为 uc(t)=Ucmcosct ，调制信号为单频信号， 即：u(t)=Umcost， 则普通调幅信号为：uAM(t)= (Ucm+kUm cos t)cosct =Ucm(1+Macost)cosct其中调幅指数 ： , 0Ma1, k为比例系数。CmmaUUkM ttUMtUtucccmaccmAMcoscos2cos第6章14 u(t)、u c(t)、uAM(t)的波形如图所示。 （1）、普通调幅信号的振幅由直流分量U

9、cm和交流分量kUm cost迭加而成, 其中交流分量与调制信号成正比, 。 （2）、调幅指数Ma可写成：cmcmcmcmcmmaUUUUUUUUUUUUMminmaxminmaxminmax第6章15 由波形图可知，当Ma1时, 普通调幅波的包络变化与调制信号不再相同, 产生了失真, 称为过调制, 故普通调幅要求Ma必须不大于1。 （3）、uAM(t)的频谱包括了三个频率分量：c(载波)、 c+(上边频)和c-(下边频)。 （4）、原调制信号的频带宽度是, 而普通调幅信号的频带宽度是2, 是原调制信号的两倍。第6章16 （5）、由 如单频调幅信号加在负载R上, 则载频分量产生的平均功率为:

10、RUPcmc221cacmaSBPMUMRP2241)2(21cnSBcSVPMPPP)211 (22 ttUMtUtucccmaccmAMcoscos2cos调幅信号总平均功率为:单个边频分量产生的平均功率: 说明： （1）、调幅波输出功率随Ma的增大而增大，其增加部份为两个边带产生的功率。 （2）、 载频本身并不包含信号，但它功率却占整个调幅波功率绝大部份。携带信息的边频功率最多只占总功率的三分之一(因为Ma1)。 在实际系统中, 平均调幅指数很小, 所以边频功率占的比例更小, 功率利用率更低。 第6章17 （3）、要提高功率利用率, 可以只发送两个边频分量而不发送载频分量,此称为双边带调

11、幅； 或者，只发送其中一个边频分量, 此称为单边带调幅。第6章18 u(t)为非单频信号时 ，设频率范围是minmax，载频仍为c,则普通调幅信号为调制信号中所有频率分量分别与载频调制后的迭加, 而各对上、下边频的迭加组成了上、 下边带, 其波形和频谱如图所示。 UAM(t) 包络仍然反映了调制信号的变化；上下边带呈对称状分别置于载频的两旁, 且都是调制信号频谱的线性搬移；上、 下边带的宽度与调制信号频谱宽度分别相同； 总频带宽度仍为调制信号带宽的两倍, 即:BW=2max。第6章192、 普通调幅信号的产生普通调幅信号的产生 cmcccmmcmAMUkktutuktUtUUktu11:,)(

12、)(1 cos)cos1 ()(其中ttkUUtucmcmAMcos)cos()( 结论： 将调制信号与直流相加后, 再与载波信号相乘, 即可实现普通调幅。图示为其原理方框图。 按乘法器输出电平高低可分为低电平调幅和高电平调幅。第6章20 普通调幅信号的解调方法有两种, 即包络检波和同步检波 (1) 包络检波。 原理：普通调幅信号的包络反映了调制信号波形变化，利用此特点，将包络提取出来，就能恢复原来的调制信号。其原理图如图示。 3、解调方法、解调方法设输入普通调幅信号uAM(t)为： ttMUtucacmAMcos)cos1 (第6章21 其中：K1（ct）为单向开关函数，即非线性器件工作在开

13、关状；g：是非线性器件伏安特性曲线斜率 ) 12cos() 12(2) 1(21.cos)cos1 (.:1110tnnttMgUtKtguticnncacmcAM则22cos1)cos1 (2cos)cos1 (21cos.cos)cos1 (2.cos)cos1 (21ttMgUttMgUtttMgUttMgUcacmcacmccacmcacm io（t）中含有直流、 、 c、 c以及其它许多组合频率分量, 其中的低频分量是:)cos1 (1tMgUscm第6章22用低通滤波器取出io中这一低频分量，滤除c-及其以上的高频分量，同时用隔直流电容滤除直流分量，就可恢复与原调制信号u(t)成正

14、比的单频信号。 第6章23 (2) 同步检波。 原理:用一个与发射端载波同频同相(或固定相位差)同步检波的信号(同步信号)乘普通调幅信号uAM(t),然后用低通滤波器取出原调制信号。 其原理如图示： 设输入普通调幅信号uAM(t)与上述相同, 乘法器另一输入同步信号为: ur(t)=Urmcosct 则乘法器输出为:第6章24ttMUUkttMUUktutuktucarmcmcarmcmrAM2cos1)cos1 (2cos)cos1 ()()()(222202)2cos(2)2cos(2coscos1 22tMtMttMUUkcacacarmcm 结论： (1)、乘法器输出中含有直流、 、

15、2c、 2c几个频率分量。用低通滤波器取出直流和分量, 再去掉直流分量, 就可恢复原调制信号。 （2）、如果同步信号与发射端载波同频不同相, 有一恒定相位差 （90）, 即ur=Urmcos(ct+),则乘法器输出中的分量为： k2UcmUrmMacoscost， 可见解调出来的分量仍与原调制信号成正比。（其中：k2是乘法器增益。）21第6章25 （3）、如果是随时间变化的,即ur=Urmcosct+(t),则乘法器输出中的分量为： k2UcmUrmMacos(t)cost。由于同步信号与发射端载波之间的相位差是变量, 则解调出来的分量不是原调制信号。 21第6章26 6.3.2 双边带调幅方

16、式双边带调幅方式 1、 双边带调幅表达式、波形、频谱、带宽双边带调幅表达式、波形、频谱、带宽 设载波为uc(t)=Ucmcosct，单频调制信号为u(t)=Um cost (c)， 则双边带调幅信号为:uDSB(t)=ku(t)uc(t)=kUm Ucmcostcosct ttUkUcccmmcoscos2 其中：k为比例系数。 可见双边带调幅信号中仅包含两个边频, 无载频分量, 其频带宽度仍为调制信号带宽的两倍。 uDSB(t)、 u(t)、 u c(t)波形如图示 第6章27 （3）、在调制信号负半周, cost为负值, uDSB(t)与uc(t)反相。故 在正负半周交界处, uDSB(t

17、)有180相位突变。 结论： （1）、双边带调幅信号不仅其包络已不再反映调制信号波形的变化， 而且在调制信号波形过零点处的高频相位有180的突变。 （2）、在调制信号正半周, cost为正值，双边带调幅信号uDSB(t)与载波信号uc(t)同相；第6章28 2 双边带调幅信号的产生与解调方法双边带调幅信号的产生与解调方法 双边带调幅信号的解调法，最直接的就是将调制信号与载波信号相乘（同步检波法）。 设双边带调幅信号为： uDSB(t)=ku(t)uc(t)=kUm Ucmcostcosct 设同步信号为： ur(t)=Urmcosct, 则乘法器输出为: uo(t)=k2uDSB(t)ur(t

18、)=k2kUrmUm Ucmcostcos2ct)2cos(21)2cos(21cos222cos1cos22tttUUkUkttUUkUkcccmmrmccmmrm其中：k2是乘法器增益第6章29 结论： （1）、用低通滤波器取出低频分量, 即可实现解调。 （2）、对于式 表示的双边带信号取平方, 则可得到频率为2c的分量, 然后经二分频可得到c分量。此为从双边带调幅信号中提取同步信号的一种方法。 （3）、同步检波法是进行双边带调幅信号解调的主要方法。与普通调幅信号同步检波不同之处在于乘法器输出频率分量有所减少。 ttUkUcccmmcoscos2第6章30 6.3.3 单边带调幅方式单边带

19、调幅方式 单边带调幅方式：只发送上、下边带中的一个。即是一个角频率为c的单频正弦波信号，但其包络已不能反映调制信号的变化。其带宽与调制信号带宽相同, 是普通调幅和双边带调幅信号带宽的一半。如上所述，单频调制单边带调幅信号为： tUkUtuccmmssBcos2 1、单边带通信特点： （1）、带宽是普通调幅和双边带调幅信号带宽的一半； （2）、由于单边带只传输信息的一个边带功率，故在接收端同样的信燥比条件下，则其输出端信噪比得到提高； （3）、由于不含载波，因而不会产生由于载波衰弱造成波形的选择性衰弱失真。第6章31 1、 滤波法滤波法 在巳产生抑止载波的双边带调幅信号基础上, 利用带通滤波器取

20、出其中一个边带信号，称为滤波法。其原理如图示。 （4）、接收端接收时信号时需恢复载波，且对频率稳定度要求高。故其设备复杂、技术要高。 单边带调幅信号的方法主要有滤波法、 相移法以及两者相结合的相移滤波法。 特点： （1）、载波频率不能太高，但也不能太低，要将调制信号调制到工作载频上，需进行多次调幅和滤波（这里不能用倍频法提高载频），故设备复杂。第6章32 （2）、对滤波器要求高。 对于频谱范围为minmax的一般调制信号, 如min很小或载频太高, 则上、下两个边带相隔很近, 用滤波器完全取出一个边带而滤除另一个边带是很困难的。故滤波法的缺点在于滤波器的设计困难。 2、 相移法相移法 在巳产生

21、抑止载波的双边带调幅信号基础上，利用移相的方法，消去不需要的边带。此方法是基于单边带调幅信号的时域表达式。 )sinsincos(cos2ttttUkUcccmm tUkUtuccmmssBcos2 由上式，可以用两个90相移器分别将调制信号和载波信号相移90，然后进行相乘和相减，就能实现单边带调幅。第6章33 工作原理框图如图所示。 由于对于一个包含许多频率分量的一般调制信号进行90相移，很难做到对每个频率分量都准确相移90，故相移法中宽带90相移器的设计是一个难题。 第6章34 3、 相移滤波法相移滤波法 基于前两种方法的优点，使900相移网络工作于固定频率，克服相移法中宽带90相移器的设

22、计难的缺点，其工作原理图如图示。 设调制信号为单频，各信号振幅均为1，其实现方法为： 1、将调制信号u(t)与两个相位差为90的低载频信号u1、 u1分别相乘, 产生两个双边带信号u3、u4； 2、分别用滤波器取出u3、 u4中的下边带信号u5和u6， 因为1是低频, 所以用低通滤波器也可以取出下边带u5和u6， 由于1US晶体管工作状态由UL决定可视为线性时变工作状态。第6章81 ggUgIUUAgUIgtUgintUnggtIinggtgutgtIutUftufiutUutUfufiutUuuUucSISIucSIccLSIcSnLncnLnssBBBBcsBBsBBBEcsBBsLBBB

23、E:21cos21:1coscoscos,111001000混频器电压增益混频跨导令时当二次及以上项并忽略数点附近展开成付里叶级在第6章82 说明： （1）给混频电路提供的本振信号可以由单独的振荡电路产生，也可以由混频晶体管本身产生。 （2）晶体管混频器电路具有变频增益 （3）动态范围小 （4）组合频率干扰严重，噪声大。第6章83tdttUatUaagLLBBBB)cos()(4)(21342211)(4)(3)(2|)(342321)(tUatUatUaaduditgBBBBUuBEcBBtBBBE 例例 : 在图所示晶体管混频电路中，已知本振电压uL=ULmcosLt,且uLus,晶体管转

24、移特性为： iC=a0+a1uBE+a2u2BE+a3u3BE+a4u4BE 输出回路谐振电阻是R，求混频跨导gc和混频电压增益Auc。 解解：第6章84 将UBB(t)=UBB0+ULmcos Lt代入得到： g1=(2a2+6a3VBB0+12a4V2BB0+3a4U2Lm)ULm 由此可求得:RUuaUaUaaRgggAUuaUaUaaggLmLmBBccuLmLmBBcBBBB)2363()2363(21242402202424022100第6章85 2 二极管混频电路二极管混频电路 （）电路组成二极管平衡混频电路原理图如图所示。 （）电路分析由图可见，若忽略输出电压uI的反馈作用，则

25、加在两个二极管上的电压分别是： u1=uL+us+iRL u2=uL-us-iRL 由于us uL很大，二极管工作D1，D2在uL正半周导通，在负半周截止，故其伏安特性可用折线表示，其输出电流为：第6章86 i1=gDK1(Lt)(uL+us+iRL) i2=gDk1(Lt)(uL-us-iRL) 输出回路电流： i=i1-i2=gDK1(Lt)(-2us-2iRL)=-2gDK1(Lt)(us+iRL )tRRuitttKtUuRRutKRgutKRgutKgicLLDsILLLcSsLDsLLDsLLDsLDcos22.3cos32cos221cos:2221221211而第6章87 说明

26、： （）平衡混频电路比晶体管混频电路无用频率分量少，特别是不含及其谐波，只含， | （n-1）L|频率分量。 （）由于输入端不含有及其谐波，故本地振荡器无反向辐射。第6章88 3 环型混频器环型混频器 （1）电路组成：双平衡(环形)混频电路如图6.5.6所示，该电路可看成由两个二极管平衡混频电路组成。 （2）电路分析：由于电路可等效成两个二极管平衡混频电路，在uL正半周， 二极管V1、V2导通，对应的开关函数为K1(Lt)； 在uL负半周，二极管V3、V4导通，对应的开关函数为K1(Lt-)。 由图可求得输出回路电流第6章894 tRRUitttKtKRRuitKtKRRuiiiiitKRRu

27、iitKRRuiicLLDsILLLLLDsLLLDsLLDsLLDscos24.3cos34cos422222222:22113412134112由平衡电路分析第6章90 说明： （1） 平衡混频电路与环形混频电路输出的无用组合频率分量均比晶体管混频电路少，特别是不含L及其谐波，而环形电路比平衡电路还要少一个c分量， 且增益加倍。 （2）二极管平衡与环形电路也可广泛用于调幅、 检波等其它方面, 但主要仍用于混频, 这是因为其增益小于1, 但工作频率很高的特点。第6章91 3 模拟乘法器组成的混频电路模拟乘法器组成的混频电路 图6.5.7是由MC1596组成的混频电路。本振和已调波信号分别从X

28、、Y通道输入, 中频信号(9MHz)由脚单端输出后的型带通滤波器中取出。调节50k电位器, 使、脚直流电位差为零。第6章926.7 倍频倍频 6.7.1 倍频原理及用途倍频原理及用途 倍频电路输出信号的频率是输入信号频率的整数倍， 即倍频电路可以成倍数地把信号频谱搬移到更高的频段。倍频电路是一种线性频率变换电路。 实现倍频的原理： （1）利用晶体管等非线性器件产生输入信号频率的各次谐波分量, 然后用调谐于n次谐波的带通滤波器取出n倍频信号。 （2）将输入信号同时输入模拟乘法器的两个输入端进行自身线性相乘, 则乘法器输出交流分量就是输入的二倍频信号。第6章93 若输入是单频信号，则输出： uo=

29、ku1u1=kUmcosctUmcosct= (1+cos 2ct)。 （3） 利用锁相倍频方式进行倍频 倍频电路在通信系统及其它电子系统里均有广泛的应用，其主要应用： 对振荡器输出进行倍频, 得到更高的所需振荡频率。 一是可以降低主振的振荡频率, 有利于提高频率稳定度； 二是大大提高晶振的实际输出频率，因为晶体受条件的限制不可能做到很高频率。22mkU第6章94 在调频发射系统里使用倍频电路和混频电路可以扩展调频信号的最大线性频偏； 采用几个不同的倍频电路对同一个振荡器输出进行倍频，可以得到几个不同频率的输出信号。 在频率合成器里，倍频电路被广泛应用。第6章95 6.7.2 晶体管倍频器晶体

30、管倍频器 晶体管倍频器的电路结构与晶体管丙类谐振功率放大器基本相同， 区别在于后者谐振回路的中心频率与输入信号中心频率相同，而前者谐振回路的中心频率调谐为输入信号频率或中心频率的n倍, n为正整数。 晶体管倍频器有以下几个特点： 1) 倍频数n一般不超过34，且应根据倍频数选择最佳的导通角。 若集电极最大瞬时电流ICm确定，则集电极电流中第n次谐波分量Icmn与尖顶余弦脉冲的分解系数n()成正比， 即：第6章96 Icmn=n()ICm 由图3.2.4可以看出, 一、 二、 三次谐波分解系数的最大值逐个减小, 经计算可得最大值及对应的导通角为： 1(120)=0.536, 2(60)=0.27

31、6, 3(40)=0.185 可见， 二倍频、 三倍频时的最佳导通角分别是60和40， 而且在相同ICm情况下，所获得的最大电流振幅分别是基波最大电流振幅的一半和三分之一。 所以，在相同情况下，倍频次数越高, 获得的输出电压或功率越小。一般倍频次数不应超过34, 如需要更高次倍频, 可以采用多个倍频器级联的方式。第6章97 2) 必须采取良好的输出滤波措施。 晶体管丙类工作时, 输出集电极电流中基波分量的振幅最大, 谐波次数越高, 对应的振幅越小。因此, n倍频器要滤除低于n的各次谐波分量比较困难。可以采取以下两个方法: 提高输出回路的有载品质因数Qe。一般应满足Qe10n。 采用选择性好的带

32、通滤波器, 如多个LC串并联谐振回路组成的型滤波网络, 如图6.6.1所示。图示网络调谐在输入信号基频f0的三倍频上, 对基波和二、四次谐波呈现带阻性质, 故选择性非常好。第6章98第6章996.8 调角信号基本性质调角信号基本性质 6.8.0 概述概述 频率调制：载波的瞬时频率受调制信号的控制，作周期性变化，其变化大小与调制信号的强度成线性关系，周期由调制信号的频率决定，但巳调波的振幅保持不变。 相位调制：其定义只需将频率调制定义中的频率二字变更成相位即可。 角度调制：因为相位是频率的积分,故频率的变化必将引起相位的变化, 反之亦然，由此可知，二种调制都会使载波相角发生变化，故将二者统称为角

33、度调制。 特点： （1）、角度调制与解调属于非线性频率变换。第6章100 （2）、抗干扰性好。 （3）、占用的频带宽。 （4）、在模拟通信方面, 调频制比调相制更加优越, 故实际运用中常采用调频制。第6章101 6.8.1 瞬时相位和瞬时频率的概念瞬时相位和瞬时频率的概念 1. 调频信号 设高频载波为 uc=Ucmcosct, 调制信号为 u(t), 则： ttUduktUuduktdtukdtttuktccmtfccmFMtfctftcfccoscos:)(:0000瞬时相位调频信号瞬时角频率第6章102 mmfffccmmfccmFmmfmtffUkMtMtUtUktUutUtutukdu

34、ktM:sincossincos:cos:max:,max0此时则如最大频偏即最大相偏调频指数第6章103 2 调相信号调相信号 设高频载波为 uc=Ucmcos ct, 调制信号为 u(t), 则调相信号的瞬时相位 PmpmppmmppppccmmpccmPMmpccmPMpcpcMUktUkdttdukUktukMtMtUtUktUtutUtutuktUtudttdukdttdttukttmaxmaxmaxsin)(:coscoscoscos)(:cos:cos)()()()(:此时则如则由定义第6章104 3 、调频信号与调相信号时域特性的说明、调频信号与调相信号时域特性的说明 (1)、

35、 uFM、 uPM二者都是等幅信号。 (2) 、uFM、 uPM的频率和相位都随调制信号而变化，均产生频偏与相偏。调频时，u(t)=Um ，uFM(t)波形最密；调相时， u(t)变化率最大，uFM(t)波形最密。 （3）、调频信号最大相偏，即：Mf=Kf U m/，与调制信号频率有关，而最大频偏与其无关；调相信号最大相偏Mp与调制信号频率无关，而最大频偏与其有关。 （4）、对于uFM(t)，m c ，由于c很大， m 可很大。 （5）、对于uPM（t），由于相位以2为周期,故MP，调制范围很小。第6章105调频波与调相波的比较表 第6章106 图示为调制信号分别为单频正弦波和三角波时的调频信

36、号和调相信号的有关波形。 第6章107 6.8.2 调角信号的频谱调角信号的频谱 在单频调制时，调频信号与调相信号的时域表达式是相似的，仅瞬时相偏分别随正弦函数或余弦函数变化，无本质区别， 故可写成统一的调角信号表达式： u(t)=Ucmcos(ct+Msint) =Ucmcos(Msint)cosct-sin(Msint)sinct 利用贝塞尔函数理论中的两个公式: cos(Msint)=J0(M)+2J2(M)cos2t+2J4(M)cos4t+ sin(Msint)=2J1(M)sint+2J3(M)sin3t+2J5(M)sin5t+其中：Jn(M)是宗数为M的n阶第一类贝塞尔函数。第

37、6章108 将上式代入u(t) 可得： u(t)=UcmJ0(M)cosct-2J1(M)sintsinct+2J2(M)cos2t cosct-2J3(M)sin3tsinct+2J4(M)cos4tcosct-2J5(M) sin5tsinct+ =UcmJ0(M)cosct+J1(M)cos(c+)t-cos(c-)t+J2(M)cos(c+2)t+cos(c-2)t+J3(M)cos(c+3)t-cos(c-3)t+J4(M)cos(c+4)t+cos(c-4)t+J5(M)cos(c+5)t-cos(c-5)t第6章109 图示为宗数为M的n阶第一类贝塞尔函数曲线, 而表中2给出了M

38、为几个离散值时的贝塞尔函数。 第6章110 说明： （1）调角信号由载频和无穷多组上、下边频组成，且上下边频在振幅上对称。这些频率分量满足cn，振幅为Jn(M)Ucm，（n=0, 1, 2, ）。Ucm是调角信号振幅。 当n为偶数时，两边频分量振幅、相位相同； 当n为奇数时， 两边频分量振幅相同，相位相反。 （2）当M确定后, 各边频分量振幅值不是随n单调变化, 因为各阶贝塞尔函数随M增大变化的规律均是衰减振荡, 而各边频分量振幅值与对应阶贝塞尔函数成正比。 (3) 随着M值的增大, 具有较大振幅的边频分量数目增加, 载频分量振幅呈衰减振荡趋势, 在个别地方(如M=2.405, 5.520时)

39、, 载频分量为零。第6章111 (4) 、若调角信号振幅不变, M值变化, 则总功率不变, 但载频与各边频分量的功率将重新分配。 （5）、对于由众多频率分量组成的一般调制信号来说, 调角信号的总频谱并非仅仅是调制信号中每个频率分量单独调制时所得频谱的组合, 若调制信号由角频率为1, 2的两个单频正弦波组成, 则对应调角信号的频率分量不但有cn1和cn2, 还会出现cn1p2, n、p=0, 1, 2, 。由此说明角度调调制是一种非线性频率变换过程。 第6章112 6.8.3 调角信号的带宽调角信号的带宽 由上分析知，调角信号的频带从理论上说是无限宽, 但具有较大振幅的频率分量集中在载频附近,

40、且上下边频在振幅上是对称的。 当M Mp Ma调幅制的Ma1，故调幅制抗干扰性最差。调频制抗干扰性最好，这是用增加带宽的代价来换取的。 （2）在系统带宽相同时，采用调频制时带宽由最大频偏决定，而最大频偏与调制频率无关，故每个调制频率分量都可以充分利用带宽，获得最大频偏。对较低调制频率分量还可以获得更高的调频指数，故具有更好的抗干扰性。 采用调相制时，带宽由最高调制频率分量获得的最大频偏来决定。其余调制频率分量获得的最大频偏均越来越小(fm=MpF)，故不能充分利用系统带宽。另外，所有调制频率分量的Mp都相同 且不高，故抗干扰性不大好。第6章1296.9 调调 频电路频电路 6.9.1调频电路的

41、主要性能指标调频电路的主要性能指标 1、调频线性特性、调频线性特性 调频电路输出信号的瞬时频偏与调制电压的关系称为调频特性。显然, 理想调频特性应该是线性的, 所以对实际电路可能产生一些非线性失真, 应尽量设法使其减小。 2、调频灵敏度、调频灵敏度 单位调制电压变化产生的角频偏称为调频灵敏度Sf, 即Sf= 。 在线性调频范围内, Sf相当于kf。 3、最大线性调制频偏、最大线性调制频偏(简称最大线性频偏简称最大线性频偏) 调频特性中线性部分所能够实现的最大频偏称为最大线性频偏。 dud第6章130 由公式Mf= , BW=2(Mf+1)F=2(fm+F)可知, 最大频偏与调频指数和带宽都有密

42、切关系。不同的调频系统要求不同的最大频偏，所以调频电路能达到的最大线性频偏应满足要求。如调频广播系统的要求是75kHz, 调频电视伴音系统的要求是50 kHz。 4、载频稳定度、载频稳定度 载频偏离中心频率频率的程度；调频电路的载频稳定性是接收电路能够正常接收而且不会造成邻近信道互相干扰的重要保证。不同调频系统对载频稳定度的要求是不同的, 如调频广播系统要求载频漂移不超过2kHz，调频电视伴音系统要求载频漂移不超过500Hz。 Ffm第6章131 6.9.2 直接调频电路直接调频电路 一、一、变容二极管调频电路变容二极管调频电路 1、电路组成、电路组成：振荡电路中并联谐振电路如图所示，它由变容

43、二极管和电感L组成。 从图中可知，该电路为频率受调制信号控制振荡电路，也即直接调频电路。在其中加入晶振可提高中心频率稳定度，但它会使最大线性频偏减小。若采用倍频和混频措施可以扩展晶振变容二极管调频电路的最大线性频偏。 实际使用中采用锁相调频电路则中心频率稳定度可以做得很高。 第6章132 2 电路分析：电路分析： 设振荡回路中等效电感为L，变容二极管的等效电容为Cj，则： rcrcncnjQjmnjQjxtmtmtmCLLCttUutmCc1cos1cos1)cos1 (11cos:)cos1 (2其中 .tcosm)2r)(1r ( r61tcosm) 1r ( r21trmcos1.x)2

44、r)(1r ( r! 31x) 1r ( r! 21rx1t:0 x3322c32c处将其展开成泰勒级数在第6章133 2:U2n.Uu2nm) 12n(2n41S:m) 1r ( r41:tcos2tcos)22n)(12n(2nm812tcosm)2r)(1r ( r8rm81:.tcos2m) 1r ( r41tcosm)2r)(1r ( r8rm81m) 1r ( r411tcos341tcos43tcostcos2121tcosmBB2fc2c3c2222c32nmUUduddutdmnmnttcQccQccccc最大相对线性角频偏调频灵灵敏度的二次方及以上分量非线性频偏载波附加频偏

45、线性频偏QBUUutmcos:其中第6章134非线性失真对回路影响接入如变容二极管采取部分受限制非线性失真非线性频偏稳定度一定时结论mcmcccmmmUmmn2,1:3 扩展直接调频电路最大线性频偏的方法扩展直接调频电路最大线性频偏的方法mccmcnma如直接提高2第6章135 没变相对线性角频偏最大倍比倍频前最大线性角频偏倍频后直接调频后倍频cmcmcmmmmcmcnnnntnntttb:cos:cos: 没变倍混频并取差频将其与混频 mmcccmcmcccccmcnntntnnntntntnntccoscos1:1cos第6章136 结论: 由调频、倍频、混频三者结合可使uFM信号中C不变

46、， m提高n倍。第6章137第6章138第6章139 二、晶振变容二极管调频电路二、晶振变容二极管调频电路 在晶振变容二极管调频电路里，常采用晶振与变容二极管串联的方式，晶体变容二极管压控振荡器可以看作是晶振变容二极管调频电路。 晶振的频率控制范围很窄，仅在串联谐振频率fs与并联谐振频率fp之间，故晶振调频电路的最大相对频偏只能达到0.01%左右，最大线性频偏fm也就很小。 晶振变容二极管调频电路的突出优点是载频(中心频率)稳定度高，可达10-5左右，因而在调频通信发送设备中得到了广泛应用。 为了增大最大线性频偏, 即扩展晶振的频率控制范围，可以采用串联或并联电感的方法, 第6章140 6.9

47、.3 间接调频电路间接调频电路 1. 变容二极管相移网络（调相）变容二极管相移网络（调相） （1）电路组成：电路原理框图如图7.3.4所示，图(a)给出了变容二极管相移网络的实用电路，图(b)是其高频等效电路。 对于高频载波来说， 三个0.001F的小电容短路； 对于低频调制信号来说， 三个0.001 F的小电容开路， 4.7F电容短路。 第6章141 所示波形如图三种情况为变容二极管移相网络改变控制由态谐振回路工作于失谐状谐振回路中心频率变化较大不大产生工作于失谐状态谐振回路相移为输出3 . 5 . 7:00cos:;,cos0;000000000mjccmcmcccccZZcuuuttcZ

48、ttubtuua tmnttmntmLCtcnjcos2cos21cos1100020第6章142 则实现了间接调频输出经积分电路后极管控制电压为如加到谐振回路变容二可采用多阶相移网络如需增大调相范围很小由于结论实现调相输出上式中组成并联谐振回路对于由,2,661:coscos:6:coscos22arctan1arctan:00tu。MMttMtUtuttMtnmQtQtQgLCtLCPPpcPMPeeejj第6章143 ePmQBQBimtfCtpCipCFMimmtinmQMRCUUUUUUmduKtUduRCKtUtuKtUtutUtRCUduRCtutumin00minminmin0

49、1:cos1coscos:sinsin1:此时实现间接调频调相后经积分后第6章144第6章145 2 扩展间接调频电路最大线性频偏的方法扩展间接调频电路最大线性频偏的方法 由变容二极管相移网络的分析知，调相电路的调相指数Mp受到变容管参数的限制，而调相信号的最大频偏fm又与Mp成正比， 故fm也受到限制。 因此，间接调频电路的最大线性频偏受调相电路性能的影响，也受到限制。 这与直接调频电路最大相对线性频偏受限制不一样。 为了扩展间接调频电路的最大线性频偏, 同样可以采用倍频和混频的方法。下面用一个例题来具体说明。第6章146第6章147 例：例： 已知调制信号频率范围为40Hz15 kHz,

50、载频为90 MHz，若要求用间接调频的方法产生最大频偏为75kHz的调频信号, 其中调相电路Mp=0.5 ， 如何实现? 解解： (1) 若单独进行调相, 则Mp=0.5的调相电路对于最低调制频率Fmin和最高调制频率Fmax能够产生的频偏是不同的， 分别为：6fmmin=MpFmin=0.540=20 Hzfmmax=MpFmax=0.515103=75kHz第6章148 (2) 现采用包括调相电路在内的间接调频电路, 则产生调频信号的最大相偏Mf就应该是内部调相电路实际最大相偏Mp， 此时实际最大相偏Mp与调制频率成反比 设输入间接调频电路的单频调制信号为: u1=Um1cost Pmmf

51、fMFfUKM 经增益为1的积分电路输出后为: u2即为输入调相电路的信号， 故：1112mPmPPmmPmPPUKUKMUKUKMtUumsin12第6章149 可见，由于相同振幅的各调制分量经过积分电路后，振幅减小且减幅程度与频率成反比，故造成不同调制频率分量在调相电路里所获得的实际最大相偏Mp不一样， 最小调制频率Fmin分量获得的Mp最大。因为只有Fmin分量才能获得0.5这一实际最大相偏，故可求得此间接调频电路可获得的最大线性频偏:fm=MpFmin=0.540=20 Hz (3) 因为间接调频电路仅能产生最大频偏为20Hz的调频信号， 与要求75 kHz相差甚远， 故可以在较低载频

52、fc1上进行调频, 然后用倍频方法同时增大载频与最大频偏。 由于相对频偏 ： 故：fc1=201200=24 kHz。由于24 kHz作为载频太低, 所以可采用倍频和混频相结合的方法。 方案如图例7.2所示。120011090107563cffm第6章150 首先用间接调频电路在120kHz载频上产生fm1=18.3Hz(Mp=0.46)的调频信号, 然后经过四级四倍频电路, 可得到载频为30.72 MHz, fm2=4.685kHz的调频信号, 再和fL=36.345MHz的本振进行混频, 得到载频为5.625MHz, 最大频偏仍为4.685kHz的调频信号, 最后经过两级四倍频电路, 就能

53、得到载频为90MHz, fm=75kHz的调频信号了。第6章151 解解：由图可知, 积分电路输出信号(即变容管上的调制电压)为: 根据例7.2中分析可知, 只有最小调制频率分量才能获得最大的调相指数。在本题里,只有300Hz分量才能获得 的最大相移,所以在此以300Hz单频调制表达式u(t)=Um cosmint 进行分析, 有： tidttuRCtu0)(1tUtRCUtuimmiminminminsinsin)(minRCUUmim 例：例：在上图所示三级单回路变容管间接调频电路中, 已知变容管参数n=3, UB=0.6 , 回路有载品质因数Qe=20, 调制信号u(t)频率范围为300

54、Hz4000Hz, 若每级回路所产生的相移不超过 , 试求调制信号最大振幅Um和此电路产生的最大线性频偏fm。 6第6章152 其中：积分电阻R=470k，积分电容C是三个0.022F电容并联。 从图上可以看到， 变容管直流偏压UQ=4 , 电容调制度： 单级回路调相指数：6 . 4imQBimUUUUm04. 052. 066 . 460imimepUUnmQM第6章153 故调制信号振幅 ： Um=RCminUim =47010330.02210-62300Uim =58.44Uim58.440.04=2.34。 三级回路产生的总最大频偏： fm=3MpFmin=30.52300=468

55、Hz。 从此题的结果可以看到, 虽然采用了三级相移网络， 但产生的最大频偏仍然很小，仅468 Hz。这是间接调频的缺点。 第6章1546.10 鉴频电路鉴频电路 6.10.1 鉴频电路的主要性能指标鉴频电路的主要性能指标 1、鉴频线性性、鉴频线性性 鉴频电路输出低频解调电压与输入调频信号瞬时频偏的关系称为鉴频特性, 理想的鉴频特性应是线性的。 实际电路的非线性失真应该尽量减小。 2、鉴频线性范围、鉴频线性范围 由于输入调频信号的瞬时频率是在载频附近变化, 故鉴频特性曲线位于载频附近, 其中线性部分称为鉴频线性范围。 3、鉴频灵敏度、鉴频灵敏度 在鉴频线性范围内, 单位频偏产生的解调信号电压的大

56、小称为鉴频灵敏度Sd。 第6章155 6.10.2 LC回路的频幅和频相转换特性回路的频幅和频相转换特性 1、LC并联回路的频相转换特性并联回路的频相转换特性 （1）电路组成：电路如下图所示， 考虑到正交乘积鉴相的需要， 为获得90的固定相移，在LC并联回路输入端串联一个小电容C1，整个频相转换网络可看作一个分压网络 。 （2）电路分析112ucjzzupp第6章156 实现频相转换调相信号输出为调频相位为对于单调频信号输入其如相移器网络相当于其中代入上式可得将00001101010011122arctan2sinsin:26902022arctan2)11:(21:1,efcifctfcie

57、eeepppQtMtttttMtduKttQttttQtLgQCCLQjgcjHLjcjgzcjzzuuH第6章157 结论： （1）由上述分析可知， 输出信号中不仅产生了90固定相移，而且产生了一个与调制信号u(t)成正比的瞬时相移, 所以称此网络为90频相转换网络。 （2）如图7.4.1(b)所示网络相频特性可知， 在=0附近， 相频特性曲线近似为直线, 线性频相转换范围为 。 另外 受网络幅频特性的影响，输出不再是等幅信号。 6第6章158 2、LC并联回路的频幅转换特性并联回路的频幅转换特性 LC幅频特性曲线如下图所示，当C=0，则输出Um（t）=IZ比较小，且不是单调变化；如将c置于

58、幅频特性曲线下降段线性部分中点，则对Um（t）影响较大，且近似为线性。 设输入单频调频信号为: tfccmFMduKtUtu0cos第6章159 式中： U和分别是线性范围内的振幅变化量和角频率变化量。 由图7.4.2可写出输出信号振幅表达式: Um(t)=Um0+Sm(t)=Um0+Smkfu(t） 可见输出是一个调频调幅信号，即实现频幅转换。 说明： 1、当工作频段对应回路幅频特性曲线的非线性部分时，引起的幅度变化与调制电压不成正比，而且变化量很小。 2、频幅转换、频相转换没有产生频率变换，而只是各频率分量振幅和相位发生。UddUSm:即回路幅频特性曲线中点处的斜率即为频幅转换灵敏度第6章

59、160Um(t)=Um0+Sm(t)=Um0+Smkfu(t）第6章161 6.10.3 斜率鉴频电路斜率鉴频电路 利用频幅转换网络将调频信号转换成调频调幅信号， 然后再经过检波电路取出原调制信号。由于在线性解调范围内, 解调信号电压与调频信号瞬时频率之间的比值和频幅转换网络特性曲线的斜率成正比。故称为斜率鉴频 在斜率鉴频电路中，频幅转换网络通常采用LC并联回路或LC互感耦合回路，检波电路通常采用差分检波电路或二极管包络检波电路。 1、 差分峰值鉴频电路差分峰值鉴频电路 （1）电路组成）电路组成 电路如 图7.4.3所示 ， 其中LC回路元件需外接， L1C1并联回路上添加了一个电容C2，一起

60、组成了频幅转换网络；检波部分由差分峰值检波器组成。第6章162第6章163 （2）电路分析）电路分析 L1C1C2网络的电抗特性（频幅转换原理） 22112111111111cXCLLXCjLjjX对于u1来说， L1C1回路与C2相当于串联，)(1,1:,121121211111111CCCCLuCCLuCLCL此时最小串联谐振时回路与最大即回路谐振时对于u来说， 输入电阻很大，很小，L1C1回路与C2相当于并联)(1:2112CCL谐振时第6章164图7.4.4给出了上述电抗随变化的曲线， 其中图(b)的X1+X2曲线可由图(a) 中两组曲线相加而成。 最小谐振时2111111:uCLCL