第3章 直流-交流变换

1、3-1 3-2逆变的概念 逆变与整流相对应，直流电变成交流电。交流侧接电网，为有源逆变有源逆变。交流侧接负载，为无源逆变无源逆变。逆变与变频变频电路：分为交交变频和交直交变频两种。交直交变频由交直变换（整流）和直交变换两部分组成，后一部分就是逆变。主要应用各种直流电源，如蓄电池、干电池、太阳能电池等。交流电机调速用变频器、不间断电源、感应加热电源等电力电子装置的核心部分都是逆变电路。本章讲述无源逆变3-33-4以单相桥式逆变电路单相桥式逆变电路为例说明最基本的工作原理图3-1 逆变电路及其波形举例负载a)b)tS1S2S3S4iouoUduoiot1t2S1S4是桥式电路的4个臂，由电力电子器

2、件及辅助电路组成。3-5S1、S4闭合闭合，S2、S3断开断开时，负载电压uo为正正。S1、S4断开断开，S2、S3闭合闭合时，负载电压uo为负负。直流电交流电3-6 逆变电路最基本的工作逆变电路最基本的工作原理原理 改变两组开关切换频率，可改变输出交流电频率。图3-1 逆变电路及其波形举例a)b)tuoiot1t2电阻负载电阻负载时，负载电流i io o和u uo o的波形相同，相位也相同。阻感负载阻感负载时，i io o相位滞后于u uo o，波形也不同。3-7换流换流电流从一个支路向另一个支路转移的过程，也称为换相换相。开通：适当的门极驱动信号就可使器件开通。关断：全控型器件可通过门极关

3、断。半控型器件晶闸管，必须利用外部条件才能关断。一般在晶闸管电流过零后施加一定时间反压，才能关断。研究换流方式主要是研究如何使器件关断。本章换流及换流方式问题最为全面集中,因此安排在本章集中讲述。3-81) 器件换流（Device Commutation）利用全控型器件的自关断能力进行换流。在采用IGBT 、电力MOSFET 、GTO 、GTR等全控型器件的电路中的换流方式是器件换流。2) 电网换流（Line Commutation）电网提供换流电压的换流方式。将负的电网电压施加在欲关断的晶闸管上即可使其关断。不需要器件具有门极可关断能力，但不适用于没有交流电网的无源逆变电路。3) 负载换流（

4、Load Commutation）4) 强迫换流（Forced Commutation）3-9图3-2 负载换流电路及其工作波形 由负载提供换流电压的换流方式。负载电流的相位超前于负载电压的场合，都可实现负载换流。如图是基本的负载换流负载换流电路，4个桥臂均由晶闸管组成。整个负载工作在接近并联谐振状态而略呈容性。直流侧串电感，工作过程可认为id 基本没有脉动。负载对基波的阻抗大而对谐波的阻抗小。所以uo接近正弦波接近正弦波。注意注意触发VT2、VT3的时刻t1必须在uo过零前并留有足够的裕量，才能使换流顺利完成。?t?t?t?tOOOOiit1b)a)uouoioiouVTiVT1iVT4iV

5、T2iVT3uVT1uVT43-104)强迫换流（Forced Commutation）由换流电路内电容直接提供换流电压直接耦合式强迫换流通过换流电路内的电容和电感的耦合来提供换流电压或换流电流电感耦合式强迫换流设置附加的换流电路，给欲关断的晶闸管强迫施加反压或反电流的换流方式称为强迫换流强迫换流。 通常利用附加电容上所储存的能量来实现，因此也称为电容换流电容换流。分类3-11 直接耦合式直接耦合式强迫换流 当晶闸管VT处于通态时，预先给电容充电。当S合上，就可使VT被施加反压而关断。 也叫电压换流电压换流。图3-3直接耦合式强迫换流原理图图3-4 电感耦合式强迫换流原理图 电感耦合式电感耦合

6、式强迫换流 先使晶闸管电流减为零，然后通过反并联二极管使其加上反向电压。 也叫电流换流电流换流。3-12换流方式总结：器件换流适用于全控型器件。其余三种方式针对晶闸管。器件换流和强迫换流属于自换流。电网换流和负载换流属于外部换流。当电流不是从一个支路向另一个支路转移，而是在支路内部终止流通而变为零，则称为熄灭熄灭。3-131）逆变电路的分类 根据直流侧电源性质的不同根据直流侧电源性质的不同电压型逆变电路又称为电压源型逆变电路Voltage Source Type Inverter-VSTI直流侧是电压源电压源电流型逆变电路又称为电流源型逆变电路Current Source Type Inver

7、ter-VSTI直流侧是电流源电流源3-142）电压型逆变电路的特点图3-5 电压型全桥逆变电路 (1)直流侧为电压源或并联大电容，直流侧电压基本无脉动无脉动。 (2)输出电压为矩形波，输出电流因负载阻抗不同而不同。 (3)阻感负载时需提供无功功率。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂并联反馈二极管。3-15 3-161）半桥逆变电路u图3-6 单相半桥电压型逆变电路及其工作波形a)ttOOONb)oUm- -Umiot1t2t3t4t5t6V1V2V1V2VD1VD2VD1VD2工作原理V1和V2栅极信号在一周期内各半周正偏、半周反偏，两者互补，输出电压uo o为矩形波，幅

8、值为Um=Ud/2。V1或V2通时，io和uo o同方向，直流侧向负载提供能量；VD1或VD2通时，i io o和u uo o反向，电感中贮能向直流侧反馈。VD1、VD2称为反馈二极管反馈二极管, ,它又起着使负载电流连续的作用，又称续流二极管续流二极管。3-17优点优点：电路简单，使用器件少。缺点缺点：输出交流电压幅值为U Ud d/2/2，且直流侧需两电容器串联，要控制两者电压均衡。应用应用：用于几kW以下的小功率逆变电源。单相全桥、三相桥式都可看成若干个半桥逆变电路的组合。3-182) 全桥逆变电路共四个桥臂，可看成两个半桥电路组合而成。两对桥臂交替导通180。输出电压合电流波形与半桥电

9、路形状相同，幅值高出一倍。改变输出交流电压的有效值只能通过改变直流电压Ud来实现。图3-7 单相全桥逆变电路的移相调压方式tOtOtOtOtO? ?b)uG1uG2uG3uG4uoiot1t2t3iouo3-19阻感负载时，还可采用移相得方式来调节输出电压移相调压移相调压。a)图3-7 单相全桥逆变电路的移相调压方式tOtOtOtOtO? ?b)uG1uG2uG3uG4uoiot1t2t3iouoV3的基极信号比V1落后q （0 q 180 ）。V3、V4的栅极信号分别比V2、V1的前移180q。输出电压是正负各为q的脉冲。 改变q就可调节输出电压。3-203） 带中心抽头变压器的逆变电路图3

10、-8 带中心抽头变压器的逆变电路 Ud和负载参数相同，变压器匝比为1：1：时，uo和io o波 形及幅值与全桥逆变电路完全相同。 与全桥电路的比较： 比全桥电路少用一半开关器件。 器件承受的电压为2Ud，比全桥电路高 一倍。 必须有一个变压器 。交替驱动两个IGBT，经变压器耦合给负载加上矩形波交流电压。两个二极管的作用也是提供无功能量的反馈通道。3-21三个单相逆变电路可组合成一个三相逆变电路应用最广的是三相桥式逆变电路三相桥式逆变电路图3-9 三相电压型桥式逆变电路3-22 基本工作方式180导电方式导电方式图图3-10电压型三相桥式逆变电路的工作波形tOtOtOtOtOtOtOtOa)b

11、)c)d)e)f)g)h)uUNuUNuUViUiduVNuWNuNNUdUd2Ud3Ud62 Ud3每桥臂导电180，同一相上下两臂交替导电，各相开始导电的角度差120 。任一瞬间有三个桥臂同时导通。每次换流都是在同一相上下两臂之间进行，也称为纵向换流纵向换流。3-23波形分析负载各相到电源中点N的电压：U相，1通，uUN=Ud/2，4通，uUN=-Ud/2。负载线电压负载相电压 UNWNWUWNVNVWVNUNUVuuuuuuuuu NN WNWN NN VNVN NN UNUNuuuuuuuuu图图3-10电压型三相桥式逆变电路的工作波形tOtOtOtOtOtOtOtOa)b)c)d)e

12、)f)g)h)uUNuUNuUViUiduVNuWNuNNUdUd2Ud3Ud62 Ud33-24 负载中点和电源中点间电压 (3-6)负载三相对称时有uUN+uVN+uWN=0，于是 (3-7) 负载已知时，可由uUN波形求出iU波形。 一相上下两桥臂间的换流过程和半桥电路相似。 桥臂1、3、5的电流相加可得直流侧电流id的波形，id每60脉动一次，直流电压基本无脉动，因此逆变器从交流侧向直流侧传送的功率是脉动的，电压型逆变电路的一个特点。 防止同一相上下两桥臂的开关器件同时导通而引起直流侧电源短路，应采取“先断后通” 数量分析见教材。 )(31)(31WNVNUN WN VN UN NNu

13、uuuuuu)(31 WN VN UNNNuuuu3-25电流型逆变电路主要特特点点 (1) 直流侧串大电感，电流基 本无脉动，相当于电流源。直流电源为电流源的逆变电路称为电流型逆变电流型逆变电路电路。图3-11 电流型三相桥式逆变电路 (2) 交流输出电流为矩形波，与负载阻抗角无关。输出电压波形和相位 因负载不同而不同。 (3)直流侧电感起缓冲无功能量的作用，不必给开关器件反并联二极管。电流型逆变电路中，采用半控型器件的电路仍应用较多。换流方式有负载换流、强迫换流。3-26 3-271) 电路原理图3-12 单相桥式电流型（并联谐振式）逆变电路由四个桥臂构成，每个桥臂的晶闸管各串联一个电抗器

14、，用来限制晶闸管开通时的di/dt。工作方式为负载换相负载换相。电容C和L 、R构成并联谐振电路。输出电流波形接近矩形波，含基波和各奇次谐波，且谐波幅值远小于基波。3-28tOtOtOtOtOtOtOtOuG1,4uG2,3iTioIdt1t2t3t4t5t6t7tfuotguABtdtbIdiVT1,4iVT2,3uVT2,3uVT1,4图3-13并联谐振式逆变电路工作波形2) 工作分析一个周期内有两个一个周期内有两个导通阶段和两个换导通阶段和两个换流阶段。流阶段。t t1 1 t t2 2：VT1和VT4稳定导通阶段稳定导通阶段，i i= =I Id d，t t2 2时刻前在C上建立了左正

15、右负的电压。t t2 2 t t4 4：t t2 2时触发VT2和VT3开通，进入换流阶段换流阶段。 LT使VT1、VT4不能立刻关断，电流有一个减小过程。VT2、VT3电流有一个增大过程。 4个晶闸管全部导通，负载电容电压经两个并联的放电回路同时放电。 LT1、VT1、VT3、LT3到C；另一个经LT2、VT2、VT4、LT4到C。3-29t=t4时，VT1、VT4电流减至零而关断，换流阶段结束。t3-t2= tg g 称为换流时间换流时间。保证晶闸管的可靠关断保证晶闸管的可靠关断晶闸管需一段时间才能恢复正向阻断能力，换流结束后还要使VT1、VT4承受一段反压时间tb。tb b= t5- t

16、4应大于晶闸管的关断时间tq。 。io在t3时刻，即iVT1=iVT2时刻过零，t3时刻大体位于t2和t4的中点。tOtOtOtOtOtOtOtOuG1,4uG2,3iTioIdt1t2t3t4t5t6t7tfuotguABtdtbIdiVT1,4iVT2,3uVT2,3uVT1,4图3-13并联谐振式逆变电路工作波形3-30为保证可靠换流应在uo过零前td d= t5- t2时刻触发VT2、VT3 。. td 为触发引前时间触发引前时间 (3-16)io超前于uo的时间 (3-17)表示为电角度 (3-18) w为电路工作角频率；g、b分别是tg g、tb b对应的电角度。忽略换流过程，io

17、可近似成矩形波，展开成傅里叶级数 (3-19)基波电流有效值 (3-20)负载电压有效值Uo和直流电压Ud的关系（忽略Ld的损 耗，忽略晶闸管压降） (3-21)tttbgttt2bgwbg22tttttIiwww5sin513sin31sin4dodd1o9 . 024IIIcos11. 1cos22ddoUUU3-31实际工作过程中，感应线圈参数随时间变化，必须使工作频率适应负载的变化而自动调整，这种控制方式称为自励方式自励方式。固定工作频率的控制方式称为他励方式他励方式。自励方式存在起动问题，解决方法： 先用他励方式，系统开始工作后再转入自励方式。 附加预充电起动电路。3-321) 电路

18、分析 基本工作方式是120导电方式导电方式每个臂一周期内导电120，每个时刻上下桥臂组各有一个臂导通，换流方式为横向换流横向换流。itOtOtOtOIdiViWuUVU图3-14 电流型三相桥式逆变电路的输出波形 图3-11 电流型三相桥式逆变电路2) 波形分析输出电流波形和负载性质无关，正负脉冲各120的矩形波。输出电流和三相桥整流带大电感负载时的交流电流波形相同，谐波分析表达式也相同。输出线电压波形和负载性质有关，大体为正弦波。输出交流电流的基波有效值。3-33串联二极管式晶闸管逆变电路图3-15 串联二极管式晶闸管逆变电路 主要用于中大功率交流电动机调速系统。是电流型电流型三相桥式逆变电

19、路。各桥臂的晶闸管和二极管串联使用。120导电工作方式导电工作方式，输出波形和图3-14的波形大体相同。强迫换流强迫换流方式，电容C1C6为换流电容。3-34- - +U VW+ - -U VWa)+ - -U VWb)- - +UVWc)d)VT1VT2VT3VD1VD2VD3C13IdVT1VT2VT3VD1VD2VD3C13IdVT1VT2VT3VD1VD2VD3C13IdVT1VT2VT3VD1VD2VD3C13IdiViViU=Id- -iV图3-16 换流过程各阶段的电流路径换流过程分析电容器所充电压的规律电容器所充电压的规律： 对于共阳极晶闸管，它与导通晶闸管相连一端极性为正，另

20、一端为负，不与导通晶闸管相连的电容器电压为零。等效换流电容概念等效换流电容概念： 分析从VT1向VT3换流时，图3-16中的C13就是图3-14中的C3与C5串联后再与C1并联的等效电容。图3-15 串联二极管式晶闸管逆变电路 3-35 分析从从VTVT1 1向向VTVT3 3换流换流的过程: 假设换流前VT1和VT2通，C13电压UC0左正右负。如图3-16a。 换流阶段分为恒流放电恒流放电和二极管换二极管换流流两个阶段。t t1 1时刻触发VT3导通导通，VT1被施以反压而关断关断。 Id从VT1换到VT3，C13通过VD1、U相负载、W相负载、VD2、VT2、直流电源和VT3放电，放电电

21、流恒为Id，故称恒流放电阶段恒流放电阶段。如图3-16b。 uC13下降到零之前，VT1承受反压，反压时间大于tq就能保证关断。图3-16 换流过程各阶段的电流路径 a) b）+- -UVW+- -UVWVT1VT2VT3VD1VD2VD3C13IdVT1VT2VT3VD1VD2VD3C13Id3-36- -+UVW- -+UVWVT1VT2VT3VD1VD2VD3C13IdVT1VT2VT3VD1VD2VD3C13iViViU=Id- -iV图3-16 换流过程各阶段的电流路径c) d）t t2 2时刻u uC13C13降到零，之后C13反向充电。忽略负载电阻压降，则二极管VD3导通，电流为

22、i iV V，VD1电流为i iU U= =I Id d- -i iV V，VD1和VD3同时通，进入二极二极管换流阶段管换流阶段。 随着C13电压增高，充电电流渐小，iV渐大，t3时刻iU减到零，iV=Id，VD1承受反压而关断，二极管换流阶段结束结束。 t3以后，VT2、VT3稳定导通稳定导通阶段阶段。3-37波形分析电感负载时，u uC13C13、i iU U、i iV V及u uC1C1、u uC3C3、u uC5C5波形。u uC1C1的波形和u uC13C13完全相同，从UC0降为UC0 。C3和C5是串联后再和C1并联的，电压变化的幅度是C1的一半。u uC3C3从零变到-U U

23、C0C0，u uC5C5从U UC0C0变到零。这 些 电 压 恰 好 符 合 相 隔120后从VT3到VT5换流时的要求。ttOuOiUCOuC13uC5uC3- -UCOIdiUiVt1t2t3图3-17 串联二极管晶闸管逆变电路换流过程波形3-38实例：无换向器电动机电流型三相桥式逆变器驱动同步电动机，负载换流。工作特性和调速方式和直流电动机相似，但无换向器，因此称为无换向器电动机。图3-18 无换相器电动机的基本电路3-39wtuuuuOOOOOwtwtwtOwtwtVT4导通UVWiViWiUudMVT1导通VT3导通VT6导通VT5导通VT2导通uVT1BQ转子位置检测器转子位置检

24、测器，检测磁极位置以决定什么时候给哪个晶闸管发出触发脉冲。图3-19 无换相器电动机电路工作波形图3-18 无换相器电动机的基本电路3-40电压型电压型逆变电路输出电压是矩形波，电流型电流型逆变电路输出电流是矩形波，含有较多谐波。多重逆变电路多重逆变电路把几个矩形波组合起来，接近正弦。多电平逆变电路多电平逆变电路输出较多电平，使输出接近正弦。3-41 3-42多重逆变电路多重逆变电路 电压型、电流型都可多重化，以电压型电压型为例。单相电压型二重逆变电路两个单相全桥逆变电路组成，输出通过变压器T1和T2串联起来。输出波形：两个单相的输出u1和u2是180矩形波。图3-21 二重逆变电路的工作波形

25、12060180tOtOtO三次谐波三次谐波u1u2uo图3-20 二重单相逆变电路3-43 u1和u2相位错开 =60,其中的3次谐波就错开了 360=180。变压器串联合成后，3次谐波互相抵消，总输出电压中不含3次谐波。uo波形是120矩形波，含6k1次谐波，3k次谐波都被抵消。多重逆变电路有串联多重和并联多重两种串联多重串联多重把几个逆变电路的输出串联起来，多用于电压型电压型。并联多重并联多重把几个逆变电路的输出并联起来，多用于电流型电流型。12060180tOtOtO三次谐波三次谐波u1u2uo图3-21 二重逆变电路的工作波形图3-20 二重单相逆变电路3-44三相电压型二重逆变电路

26、三相电压型二重逆变电路的工作原理图3-22 三相电压型二重逆变电路 由两个三相桥式逆变电路构成，输出通过变压器串联合成。 两个逆变电路均为180导通方式。 逆变桥II的相位逆变桥I滞后30。 T1为/ Y联结，线电压变比为 （一次和二次绕组匝数相等)。 T2一次侧联结，二次侧两绕组曲折星形接法，其二次电压相对于一次电压而言，比T1的接法超前30，以抵消逆变桥II比逆变桥I滞后的30。这样，uU2和uU1的基波相位就相同。3-45 由图3-24可看出uUN比uU1接近正弦波。 具体数量关系见教材P147。 直流侧电流每周期脉动12次，称为12脉波逆变电路脉波逆变电路。 使m个三相桥逆变电路的相位

27、依次错开 /(3m)，连同合成输出电压并抵消上述相位差的变压器，就可构成6m的脉波逆变电路。UA21UUNUU2-UB22UU1(UA1)tOtOtOtOtO3131)(1+)UU1UA21-UB22UU2UUN(UA1)UdUd32Ud31Ud32Ud(1+Ud31Ud图3-23 二次侧基波电压合成相量图 图3-24 三相电压型二重逆变电路波形图 3-46 回顾图3-9三相电压型桥式逆变电路和图3-10的波形。 以N为参考点，输出相电压有U Ud d/2/2和-U-Ud d/2/2两种电平，称为两电平逆变电路两电平逆变电路。图3-10 电压型三相桥式逆变电路的工作波形tOtOtOtOtOtO

28、tOtOa)b)c)d)e)f)g)h)uUNuUNuUViUiduVNuWNuNNUdUd2Ud3Ud62 Ud33-47 三电平逆变电路三电平逆变电路也称中点钳位型中点钳位型（Neutral Point Clamped） 逆变电路逆变电路每桥臂由两个全控器件串联构成，两者中点通过钳位二极管和直流侧中点相连 。图3-25 三电平逆变电路3-48 以U U相相为例分析工作情况V11和V12（或VD11和VD12）通，V41和V42断，UO间电位差为Ud/2。V41和V42（或VD41和VD42）通，V11和V12断，UO间电位差为-Ud/2。V12和V41导通，V11和V42关断时，UO间电位

29、差为0。V12和V41不能同时导通。i iU U00时，V12和VD1导通。i iU U0SPWM波Out如何用一系列等幅不等宽的脉冲等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波Out3-56Ou t若要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。OutSPWM波Out如何用一系列等幅不等宽的脉冲等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波Out3-57OwtUd-Ud对于正弦波的负半周，采取同样的方法，得到PWM波形，因此正弦波一个完整周期的等效PWM波为：OwtUd-Ud根据面积等效原理，正弦波还可等效为下图中的PWM波，而且这种方式在实际应用中更为广泛。3-58等等幅幅PWM波波 输入电源是恒定直

30、流第 4 章 的 直 流 斩 波 电 路 3.5.2节的PWM逆变电路3.5.4节的PWM整流电路不等幅不等幅PWM波波 输入电源是交流或不是恒定的直流 5.1节的斩控式交流调压电路 5.4节的矩阵式变频电路OwtU-UUot3-592）PWM电流波 电流型逆变电路进行PWM控制，得到的就是PWM电流波。PWM波可等效的各种波形直流斩波电路 直流波形SPWM波 正弦波形等效成其他所需波形，如:l 所需波形 l 等效的PWM波0s5m s10m s15m s20m s25m s30m s-20V0V20V3-60目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术。逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场

31、合。本节内容构成了本章的主体。PWM逆变电路也可分为电压型电压型和电流型电流型两种，目前实用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路。3-61 3-621）计算法根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形。本法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。3-63 工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补。 以uo正半周为例，V1通，V2断，V3和V4交替通断。 负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。 负载电流为正的区间，V1和V4导通时，uo等于Ud 。2）调制法图3

32、-4 单相桥式PWM逆变电路结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明3-642）调制法图3-4 单相桥式PWM逆变电路 V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0 负载电流为负的区间， V1和V4仍导通，io为负，实际上io从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud 。 V4关断V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0。 uo总可得到Ud和零两种电平。 uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平。3-653）单极性PWM控制方式（单相桥逆变）（单相桥逆变） ur正半周正半周，V1保持通通，V2保持断断。当uruc时使V4通，V3断，uo

33、=Ud 。当uruc时时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号。 如如io0，V1和V4通，如io0，VD1和VD4通， uo=Ud 。 当当uruc时时，给V2和V3导通信号，给V1和V4关断信号。 如如io0，VD2和VD3通，uo=-Ud 。图3-6 双极性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd- Ud在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。3-67图3-5 双极性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd- Ud图3-5 单极性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd- Ud 对照上述两图可以看出，单相桥式电路既可采取单极性

34、调制，也可采用双极性调制，由于对开关器件通断控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。3-684）双极性PWM控制方式（三相桥逆变）（三相桥逆变）图3-7 三相桥式PWM型逆变电路 三相的PWM控制公用三角波载波uc 三相的调制信号urU、urV和urW依次相差1203-69ucurUurVurWuuUNuVNuWNuUNuUVUd-UdO?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32 Ud图3-7 三相桥式PWM型逆变电路 图3-8 三相桥式PWM逆变电路波形 下面以U相为例分析控制规律控制规律： 当urUuc时，给V1导通信号，给V4关断信号，uUN=U

35、d/2。 当urUuc时，给V4导通信号，给V1关断信号，uUN=-Ud/2。 当给V1(V4)加导通信号时，可能是V1(V4)导通，也可能是VD1(VD4)导通。 uUN、uVN和uWN的PWM波形只有Ud/2两种电平。 uUV波形可由uUN-uVN得出，当1和6通时，uUV=Ud，当3和4通时，uUV=Ud，当1和3或4和6通时，uUV=0。3-70 输出线电压PWM波由Ud和0三种电平构成 负载相电压PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5种电平组成。 防直通的死区时间同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。死区时间的长短

36、主要由开关器件的关断时间决定。死区时间会给输出的PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。ucurUurVurWuuUNuVNuWNuUNuUVUd-UdO?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32 Ud图3-7 三相桥式PWM型逆变电路 图3-8 三相桥式PWM逆变电路波形 3-715）特定谐波消去法 (Selected Harmonic Elimination PWMSHEPWM)这是计算法中一种较有代表性的方法。输出电压半周期内，器件通、断各3次（不包括0和），共6个开关时刻可控。为减少谐波并简化控制，要尽量使波形对称。图3-9 特定谐波消去法的输出PWM

37、波形OwtuoUd- Ud2 a1a2a33-72首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即(3-1)()(wwtutu其次，为消除谐波中余弦项，应使波形在正半周期内前后1/4周期以/2为轴线对称 (3-2)()(tutuww同时满足式（3-1）、（3-2）的波形称为四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为 (3-3) 式中，an为, 5 , 3 , 1sin)(nntnatuww20dsin)(4wwwttntuan3-73图3-9，能独立控制a a1、a a 2和a a 3共3个时刻。该波形的an为 式中n=1,3,5,)cos2cos2cos21(2d)sin2(dsin2d)s

38、in2(dsin2432120332211aaawwwwwwwwaaaaaannnnUttnUttnUttnUttnUadddddnOwtuoUd- Ud2 a1a2a3确定a1的值，再令两 个 不 同 的an=0(n=1,3,5)，就可建三个方程，求得a1、a2和a3 。图3-9 特定谐波消去法的输出PWM波形3-74消去两种特定频率的谐波在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消。可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程：给定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1变，a1、a2和a3也相应改变。0)7cos27cos27cos21(720)5cos25cos25cos21(52

39、)cos2cos2cos21(2321d7321d5321d1aaaaaaaaaUaUaUa（3-5）3-75 一般在输出电压半周期内，器件通、断各k次，考虑到PWM波四分之一周期对称，k个开关时刻可控，除用一个自由度控制基波幅值外，可消去k1个频率的特定谐波。 k的取值越大，开关时刻的计算越复杂。 除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，在3.5.3节介绍。3-76根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制异步调制和同步调制同步调制。 通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的 在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不

40、对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称 当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小 当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大载波比载波比载波频率fc与调制信号频率fr之比，N= fc / fr1） 异步调制异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式3-772） 同步调制同步调制载波信号和调制信号保持同步的调制方式，当变频时使载波与信号波保持同步，即N等于常数。ucurUurVurWuuUNuVNOttttOOOuWN2Ud2Ud图3-10 同步调制三相PWM波形 基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。

41、 三相电路中公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称。 为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数。 fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除。 fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受。3-783）分段同步调制分段同步调制异步调制和同步调制的综合应用。把整个fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段的N不同。在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高；在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低。01.62.02.410203040506070802011479969453321图6-11fr /Hzfc /kHz为防止fc在切

42、换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。图3-11 分段同步调制方式举例3-791）自然采样法： 按照SPWM控制的基本原理产生的PWM波的方法，其求解复杂，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多。ucuOturTcA DBOtuotAtDtBdd d 2d2d图3-12 规则采样法 2）规则采样法 工程实用方法，效果接近自然采 样法，计算量小得多。3-80 三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc 。 自然采样法中，脉冲中点不和三角波(负

43、峰点)重合。 规则采样法使两者重合，使计算大为减化。 如图所示确定A、B点，在tA和tB时刻控制开关器件的通断。 脉冲宽度d 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。 规则采样法原理原理ucuOturTcA DBOtuotAtDtBdd d 2d2d图3-12 规则采样法 3-81规则采样法计算公式推导正弦调制信号波taursinrw三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度)sin1 (421DrcctaTTwdd(3-7)a称为调制度调制度，0a1；wr为信号波角频率从图3-12得,2/22/sin1cDrTtadw)sin1(2DrctaTwd (3-6)ucuOturTcA DBOtuotAtDt

44、Bdd d 2d2d图3-12 规则采样法 3-823）三相桥逆变电路三相桥逆变电路的情况三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差120同一三角波周期内三相的脉宽分别为dU、dV和dW，脉冲两边的间隙宽度分别为dU、d V和d W，同一时刻三相调制波电压之和为零，由式(3-6)得 由式(3-7)得23cWVUTddd43c W V UTddd利用以上两式可简化三相SPWM波的计算(3-8)(3-9)3-83使用载波对正弦信号波调制，会产生和载波有关的谐波分量。谐波频率和幅值频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指标之一。分析以双极性双极性SPWM波形为准。同步调制可看成异步调制的特殊特殊情况

45、，只分析异步调制方式。分析方法以载波周期为基础，再利用贝塞尔函数贝塞尔函数推导出PWM波的傅里叶级数傅里叶级数表达式。尽管分析过程复杂，但结论简单而直观。3-84c + kr)角频率 (nww100 2+-1234+-0 2+-4+-0 1+-3+-5+-谐 波 振幅0.81.01.21.4kna=1.0a=0.8a=0.5a=0图3-13，不同a时单相桥式PWM逆变电路输出电压频谱图。1）单相的分析结果谐波角频率为:10)-(6rcwwkn式中，n=1,3,5,时，k=0,2,4, ； n=2,4,6,时，k=1,3,5, PWM波中不含低次谐波，只含wc及其附近的谐波以及

46、2wc、3wc等及其附近的谐波。图3-13 单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图3-852）三相的分析结果公用载波信号时的情况 输出线电压中的谐波角频率为11)-(6rcwwkn式中，n=1,3,5,时，k=3(2m1)1，m=1,2,； n=2,4,6,时，。,2,116,1,016mmmmk 图3-14，不同a时三相桥式PWM逆变电路输出电压频谱图。 公用载波信号时的情况。100 2+-1234+-0 2+-4+-0 1+-3+-5+-0.81.01.2kna=1.0a=0.8a=0.5a=0角频率( nwc + kwr)图3-14 三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图

47、谐 波 振幅3-86 三相和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较显著的区别是载波角频率wc整数倍的谐波没有了，谐波中幅值较高的是是wc2wr和2wcwr。 SPWM波中谐波主要是角频率为wc、2wc及其附近的谐波，很容易滤除。 当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成：一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。后者的谐波分布情况和SPWM波的谐波分析一致。谐波分析小结3-87直流电压利用率直流电压利用率逆变电路输出交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比。提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力。减少器件的开关次数可以降低开关损耗。正弦

48、波调制的三相PWM逆变电路，调制度a为1时，输出线电压的基波幅值为 ，直流电压利用率为0.866，实际还更低。梯形波调制方法的思路采用梯形波作为调制信号，可有效提高直流电压利用率。当梯形波幅值和三角波幅值相等时，梯形波所含的基波分量幅值更大。dU) 2/3(3-88ucurUurVurWuuUNOwtOwtOwtOwtuVNuUV图3-15 梯形波为调制信号的PWM控制 1）梯形波调制方法的原理及波形梯 形 波 的 形 状 用 三 角 化 率三 角 化 率 s =Ut/Uto描述，Ut为以横轴为底时梯形波的高，Uto为以横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高。s =0时梯形波变为矩形

49、波，s =1时梯形波变为三角波。梯形波含低次谐波，PWM波含同样的低次谐波。低次谐波（不包括由载波引起的谐波）产生的波形畸变率为d 。3-89图3-16，d 和U1m /Ud随s 变化的情况。图3-17，s 变化时各次谐波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比。U,d00.20.4 d0.81.01.21mUdUdU1m图3-16 s 变化时的d 和直流电压利用率 s0.2 0.4 0.6 0.8 1.0s5wr00.10.27wr11wr13wrU1mUmn图3-17 s 变化时的各次谐波含量 梯形波调制的缺点：输出波形中含5次、7次等低次谐波s = 0.4时

50、，谐波含量也较少， 约为3.6%，直流电压利用率为1.03，综合效果较好。d3-902）线电压控制方式uucr1uOwturur1uOwtur3图3-18 叠加3次谐波的调制信号对两个线电压进行控制，适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能。目标使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减少器件开关次数。直接控制手段仍是对相电压进行控制，但控制目标却是线电压相对线电压控制方式，控制目标为相电压时称为相电压控制方式相电压控制方式。鞍形波的基波分量幅值大。除叠加3次谐波外，还可叠加其他3倍频的信号，也可叠加直流分量，都不会影响线电压。叠加三次谐波在相电压调制信号中叠加3次谐波，

51、使之成为鞍形波，输出相电压中也含3次谐波，且三相的三次谐波相位相同。合成线电压时，3次谐波相互抵消，线电压为正弦波。3-913）线电压控制方式举例（叠加（叠加3倍次谐波和直流分量）倍次谐波和直流分量）叠加up，既包含3倍次谐波，也包含直流分量，up大小随正弦信号的大小而变化。设三角波载波幅值为1，三相调制信号的正弦分别为urU1、urV1和urW1，并令 (3-12) 则三相的调制信号分别为prW1rWprV1rVprU1rUuuuuuuuuu1),min(rW1rV1rU1puuuu图 6-19ucurU 1urV 1urW 1uuU N Ud-UdOtOurUurVurWucOtOOOOt

52、ttttuV N uW N uU Vu1-11-1-0.5uP2Ud2Ud 图3-19 线电压控制方式举例3-92不论urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW总有1/3周期的值和三角波负峰值相等。在这1/3周期中，不对调制信号值为-1的相进行控制，只对其他两相进行控制，这种控制方式称为两相控制方式两相控制方式 。 优点 （1）在1/3周期内器件不动作，开关损耗减少1/3。 （2）最大输出线电压基波幅值为Ud，直流电压利用率 提高。 （3）输出线电压不含低次谐波，优于梯形波调制方式。3-93PWM多重化逆变电路，一般目的：提高等效开关频率、减少开关损耗、减少和载波有关的谐波

53、分量PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式利用电抗器联接的二重PWM逆变电路（图3-20，图 3-21)图3-20 二重PWM型逆变电路 两个单元逆变电路的载波信号相互错开180输出端相对于直流电源中点N的电压uUN=(uU1N+uU2N)/2,已变为单极性PWM波3-94 输出线电压共有0、(1/2)Ud、Ud五个电平，比非多重化时谐波有所减少。 电抗器上所加电压频率为载波频率，比输出频率高得多，只要很小的电抗器就可以了。 输出电压所含谐波角频率仍可表示为nwc+kwr，但其中n为奇数时的谐波已全被除去，谐波最低频率在2wc附近，相当于电路的等效载波频率提高一倍。图6-21Ud

54、-UdOurUurVuc2uc1wtuUVuOwtOwtOwtOwtOwtuU1NuU2NuUNuVN2Ud2Ud图3-21 二重PWM型逆变电路输出波形 3-95 PWM波形生成的第三种方法跟踪控制方法跟踪控制方法。 把希望输出的波形作为指令信号，把实际波形作为 反馈信号，通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路 各开关器件的通断，使实际的输出跟踪指令信号 变化。 常用的有滞环比较方式滞环比较方式和三角波比较方式三角波比较方式。3-96 3-97 1) 跟踪型PWM变流电路中，电流跟踪控制应用最多。tOiii*+ D Ii*- D Ii*图3-23 滞环比较方式的指令电流和输出电流图3-22 滞环

55、比较方式电流跟踪控制举例基本原理基本原理 把指令电流i*和实际输出电流i的偏差i*-i作为滞环比较器的输入。 V1（或VD1）通时，i增大 V2（或VD2）通时，i减小通过环宽为2DI的滞环比较器的控制，i就在i*+D DI和i*-D DI的范围内，呈锯齿状地跟踪指令电流i*。参数的影响参数的影响环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差大；环宽过窄时，跟踪误差小，但开关频率过高，开关损耗增大。L大时，i的变化率小，跟踪慢；L小时，i的变化率大，开关频率过高。滞环环宽电抗器L的作用3-982) 三相的情况图3-25 三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形图3-24 三相电流跟踪型PWM逆变电路3-993)

56、 采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有如下特点特点。 （1）硬件电路简单。 （2）实时控制，电流响应快。 （3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波。 （4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流 中高次谐波含量多。 （5）闭环控制，是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点。3-1004) 采用滞环比较方式实现电压跟踪控制把指令电压u*和输出电压u进行比较，滤除偏差信号中的谐波，滤波器的输出送入滞环比较器，由比较器输出控制开关器件的通断，从而实现电压跟踪控制。图3-26 电压跟踪控制电路举例3-101 和电流跟踪控制电路相比，只是把指令和反馈信号从电流变为电压。 输出电压PWM

57、波形中含大量高次谐波，必须用适当的滤波器滤除。u u* *=0=0时，输出电压u u为频率较高的矩形波，相当于一个自励振荡电路。u*为直流信号时，u u产生直流偏移，变为正负脉冲宽度不等，正宽负窄或正窄负宽的矩形波。u u* *为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频率，从u u中滤除由器件通断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎和u u* * 相同，从而实现电压跟踪控制。3-102负载+-iUi*U+-iVi*V+-iWi*WUdC+-C+-C+-三相三角波发生电路AAA(1) 基本原理不是把指令信号和三角波直接进行比较，而是通过闭环来进行控制。把指令电流i i* *U U、i i* *V

58、 V和i i* *WW和实际输出电流i iU U、i iV V、i iWW进行比较，求出偏差，通过放大器A放大后，再去和三角波进行比较，产生PWM波形。放大器A通常具有比例积分特性或比例特性，其系数直接影响电流跟踪特性。(2) 特点开关频率固定，等于载波频率，高频滤波器设计方便。为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波载波。和滞环比较控制方式相比，这种控制方式输出电流所含的谐波少。图3-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路3-103不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟。以固定采样周期对指令信号和被控制变量进行采样，根据偏差的极性来控制开关器件通断。在时钟信号到来的时刻，如i i i i

59、* *，V1断，V2通，使I I 减小。每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小。采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟频率的1/2。和滞环比较方式相比，电流控制误差没有一定的环宽，控制的精度低一些。(3) 除上述两种比较方式外，还有定时比较方式定时比较方式。3-104 实用的整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流。 晶闸管相控整流电路：输入电流滞后于电压，且其中谐波分量大，因此功率因数很低。 二极管整流电路：虽位移因数接近1，但输入电流中谐波分量很大，所以功率因数也很低。 把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，就形成了PWM整流电路整流电路。 控制PWM整流电路，使

60、其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为1，也称单位功率单位功率因数变流器因数变流器，或高功率因数整流器高功率因数整流器。3-105 3-1061单相PWM整流电路图3-28 单相PWM整流电路PWM整流电路也可分为电压型和电流型两大类，目前电压型的较多。半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联，其中点和交流电源连接。 单相半桥电路 交流侧电感Ls包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感，是电路正常工作所必须的。全桥电路直流侧电容只要一个就可以。 单相全桥电路3-107(1)单相全桥单相全桥PWM整流电路整流电路的工作原理正弦信号波和三角波相比较的方法对图3-28b中的V1V4进