单相恒压恒频逆变器的设计

1、精选优质文档-倾情为你奉上毕业设计单相恒压恒频逆变器的设计学生姓名： * 学 号： * 系 别：电气工程系 专 业： 电气工程及其自动化 指导教师： * 评阅教师： 论文答辩日期 答辩委员会主席 专心-专注-专业摘 要随着现代科学技术的迅速发展，逆变电源的应用越来越广泛，各行各业对其性能的要求也越来越高。单相正弦逆变电源是将直流电逆变成单相交流电的装置，它可将蓄电池逆变成交流电，为用电器提供交流电，也可作为计算机的UPS电源等。本文首先介绍了逆变电源技术的应用与发展，分类与性能，及其控制技术。并在此基础上进行了方案论证，选取了合理的方案，以实现将12V直流电源升压为320V/50kHz的高频交

2、流电，再经过整流滤波将高频交流电整流为高压直流电，然后采用正弦波脉宽调制法，通过脉冲控制IGBT的导通时间及顺序生成PWM波形，最后经过LC工频滤波电路，输出稳定的220V/50Hz标准正弦波电压，以达到供负载使用的目的。本文基于已选定方案为前提进行了各部分电路的设计与分析，完成了主电路及相应的输入输出保护电路的设计，并进行了参数计算，分别简要介绍了各部分的原理，阐述了产生SPWM波的实现办法，以及基于DSP的系统软件设计和实现方案。同时利用MATLAB 建立了单相逆变器的仿真模型，对其进行了仿真和实验，从各种情况下的试验结果可以看出，通过该逆变电路而得到的单相正弦波稳定性高且失真度小，设计成

3、功。关键词：逆变电源，整流，滤波，正弦脉宽调制AbstractWith the rapid development of modern science and technology, the application of inverter power supply is more and more extensive, and the requirement of all walks of life on it is higher and higher. Single-phase sine inverter power supply is the device which can revers

4、e DC into single-phase AC power. It can reverse the battery into AC which can be used by appliances, and it can also be used as the computer UPS power supply etc.This paper first introduces the application and development of the inverter power supply technology, its classification and performance, a

5、nd its control technology. On this basis, the demonstration program has been done. It selects the reasonable solution to achieve the 12V DC power supply boosting for 320V/50kHz high frequency alternating current, which the rectifier filter will rectify it for high voltage DC. Then use the SPWM metho

6、d to control the conduction time and sequence of the IGBT by outputting PWM waves generated, finally, after LC industrial frequency filtering, the output of the stable 220V/50Hz quasi-sine wave of voltage will achieve the purpose of load use.Based on the selected program, this paper has done the des

7、ign and analysis of each circuit and has completed the design of the main circuit and the corresponding input and output protection circuits and parameter calculation. The principle of each part has been briefly introduced, the realization method of producing SPWM wave and the system based on DSP so

8、ftware design have been elaborated.At the same time use MATLAB established a single phase inverter simulation model for the simulation and experiment, from all kinds of cases of the test results can be seen through the inverter circuits and get single-phase sine wave high stability and distortion de

9、gree of small, the design is successful.Keywords：Inverter power source, rectification, filter, SPWM 目 录1 绪言 1.1 课题背景在早期的逆变器，只要其输出不断电、稳压、稳频即可，同时由于硬件水平的限制，大都采用模拟器件控制。传统模拟控制存在许多缺陷，如成本高、可靠性较低、效率低、控制系统一致性差等问题。随着社会的进步，科学技术的发展，各行各业对控制技术的操作性能要求越来越高，许多行业的用电设备不再是直接使用通用交流电网提供的交流电作为电能，而是通过各种形式的变换，得到各自所需的电能。逆变就是

10、对电能进行变换和控制的一种重要形式，它完成将直流电变换成交流电的功能。现代逆变技术已被广泛的用于工业和民用领域中的各种功率变换系统和装置中。具体来说，逆变技术的应用主要在于两大类：一种是主要用于UPS电源、航空机载电源和机车辅助电源等的恒压恒频逆变器，这是一种当负载或直流电源在一定范围内波动时，能保持输出为恒定电压和恒定 频率的交流正弦波的电源装置。另一种是主要用于交流调速系统中的变压变频逆变器，这是一种可获得所需要的电压、电流和频率的交流变压变频装置。逆变电源越来越多的应用及其现代工业中的重要位置，使得逆变技术得到了国内外广泛的关注。20世纪90年代，随着电机控制专用DSP的出现，逆变电源的

11、全数字控制成为现实。出现了更先进、更复杂、更智能的数字化控制逆变器。可在线修改控制算法，不主要依赖硬件电路，能够输出电压与频率更加稳定的正弦波交流电，至此，正弦波逆变器技术已日趋完善。1.2 逆变器的性能分析逆变器的性能指标很多，包括稳态精度，动态性能，其中最重要的是输出信号的波形质量。实际逆变器的输出电压波形中除基波外还含有谐波，为了评价逆变器输出 电压波形的质量，有以下几个性能指标：谐波系数HF，总谐波系数 THD，畸变系数DF，最低次谐波LOH1。其中总谐波系数最为常用，表征了实际波形同其基波分量差异的程度。输出为理想正弦波时，THD为零。同时，实现输出信号无误差地跟踪输入给定信号，提高

12、稳态精度，当负载切换或变化，存在扰动时，实现输出信号快速达到稳态，也是相当重要的指标。单相SPWM逆变器，会引起波形畸变，影响逆变器性能的主要因素有：(1)SPWM驱动波形的死区影响：在逆变器的工作过程中，为了防止某些时刻逆变器桥臂上、下开关管直通引起电路中电流过大烧坏元器件，一般都要在两管的开关信号中插入一段死区时间，死区的存在相当于在输出电压上叠加了一系列电压脉冲，此电压脉冲里不仅含有基波分量，而且还含有大量的谐波分量，因此死区的存在不仅会影响输出基波电压的幅值和相位，又会使输出电压波形发生畸变。(2)非线性负载影响：由于非线性负载含有非线性元件，即使负载上的电压为纯正弦，输出电流仍然含有

13、大量谐波。考虑到逆变器的等效输出阻抗不可能为零，谐波电流在等效输出阻抗上会产生谐波压降，从而导致逆变器输出电压的波形发生畸变。(3)此外，输出滤波器能否有效地滤除高次谐波，其参数设计的好坏也决定着输出波形的好坏。逆变器的性能指标除输出波形质量外，还包括：逆变效率，单位重量（或单位体积）输出功率，可靠性指标，逆变器输入直流电流中交流分量的数值和脉动频率，以及电磁干扰及电磁兼容性。1.3 逆变器数字控制技术从前面控制技术的发展可知，现代的处理芯片运算速度及性能不断提高，使一些先进的数字控制技术应用于逆变电源的控制成为可能。逆变器的数字控制技术发展到今天，出现了多种逆变器离散化控制方法，包括数字PI

14、D控制、状态反馈控制、无差拍控制、重复控制、模糊控制2以及神经网络控制等，有力地推动了控制技术的发展，下面简单介绍几种数字控制方法的特性及优缺点：数字PID控制：可以使控制过程快速、准确、平稳，具有良好的控制效果；而且其设计过程中不过分依赖系统参数，控制的适应性好。但是，在采样频率不够高的情况下，系统的采样量化误差会降低算法的分辨率，使得PID调节器的控制精度变差，同时采样和计算延时使得被控系统成为一个具有纯时间滞后的系统，造成PID调节器的设计困难，稳定域变小。无差拍控制：在理想状态下，输出能够很好地跟踪给定，波形畸变率很小，而且不依赖开关频率，即使在很低的开关频率下，也能够保证输出波形的质

15、量。但是，由于采样和计算时间的延迟，无差拍控制输出脉冲的占空比受到很大限制；而且这种控制策略对系统参数的变化反应灵敏，系统的鲁棒性差。重复控制：专门克服死区、非线性负载引起的输出波形周期性畸变，其基本思想源于控制理论中的内模原理，能使逆变器获得低THD的稳态输出波形。但是控制实时性差，动态响应速度慢，一般都不单独使用来完成逆变器的控制。此外还有状态反馈控制，滑模变结构控制，模糊控制，神经网络控制等，每一种控制方法都有其特长，但都在某些方面存在某些缺点。因此，各种控制方法互相结合，优势互补，结合成复合的控制方案是一种必然的发展趋势。1.4 逆变器的分类现代逆变技术的种类很多，可以按照不同的形式进

16、行分类3,4。其主要的分类方式如下：(1)按逆变器输出交流的频率，可以分为工频逆变、中频逆变和高频逆变。本文输出交流为工频50Hz。(2)按逆变电路结构的不同，可分为单相半桥，单相全桥，推挽式，三相桥式逆变器。(3)按逆变主开关器件的类型及其关断方式的不同，可分为全控型开关的自关断换流逆变器和采用晶闸管半控型开关的强迫关断晶闸管逆变器。(4)按直流电源的类型，可分为电压型逆变和电流型逆变。电压型逆变器将输入的直流电压逆变输出交流电压，电流型逆变器的输入端串接有大电感，形成平稳的直流电流源，经过逆变输出交流电流。(5)按输出电压或电流的波形，可分为恒频恒压正弦波逆变器和方波逆变器，变频变压逆变器

17、，高频脉冲电压（电流）逆变器。除以上基本的分类外，还可按逆变器输出能量的去向，可分为有源逆变和无源逆变。按逆变开关电路的工作方式，可分为谐振式逆变，定频硬开关式逆变和定频软开关式逆变。本文要研究对象是单相全桥式SPWM逆变器。1.5 本文主要研究内容本文介绍了逆变电源技术的研究现状，应用和发展，对比分析了不同控制方案与逆变方案的优缺点。然后以单相全桥逆变电路为研究对象，以期达到输入为12V的直流电，通过逆变使其输出端为工频正弦波电压(220V/50Hz)。2 方案论证单相逆变电源是将直流电逆变成单相交流电的装置，可将蓄电池逆变成交流电为用电器提供交流电，也可作为计算机的UPS电源。该单相逆变电

18、源先将直流电通过输入逆变电路逆变成交流电，然后用高频变压器升压；升压后的交流电整流后再通过输出逆变电路进行SPWM调节，使输出为工频220V正弦波电压。输入逆变电路控制采用专用芯片，输出逆变电路SPWM控制及逆变电源的各种保护采用单片机控制。当蓄电池的电压过高或过低时逆变电源将停止工作并灯光指示报警，保护逆变电源和蓄电池；当蓄电池的电压在正常范围内波动时，输出电压不变；当输出电流过大时，单片机将停止SPWM输出，保护电源的器件。电源是电子设备的动力部分，是一种通用性很强的电子产品。它在各个行业及日常生活中得到了广泛的应用，其质量的好坏极大地影响着电子设备的可靠性，其转换效率的高低和带负载能力的

19、强弱直接关系着它的应用范围。在逆变电源的发展方向上，轻量、小型、高效是其所追求的目标。本文所介绍的逆变电源电路主要采用集成化芯片，使得电路结构简单、性能稳定、成本较低。因此，这种电路是一种控制简单、可靠性较高、性能较好的电路。2.1 逆变方案方案一：半桥逆变电路。此电路开关管数量少，只有两只管子，没有同时通断的问题，驱动电路也相对简单，的使用元器件较少成本就相应的低；但是是交流电压的幅值仅为，电压利用率低，直流侧需要两电容串联，并且需要保证两者电压均衡5。原理图如图2.1：图2.1半桥逆变电路方案二：全桥逆变电路。此电路有四只开关管，需要两组相位相反的驱动脉冲分别控制两对开关管，难免导致驱动电

20、路复杂。控制虽相对复杂，但电压利用率较高，在单相逆变中应用广泛，可实现各种控制电路。如图2.2：图2.2全桥逆变电路方案三：还有推挽式逆变电路。推挽电路是两不同极性晶体管输出电路无输出变压器（有OTL、OCL等）。是两个参数相同的功率BJT 管或MOSFET管，以推挽方式存在于电路中，各负责正负半周的波形放大任务。电路工作时，两只对称的功率开关管每次只有一个导通，所以导通损耗小效率高。推挽输出既可以向负载灌电流，也可以从负载抽取电流。但电路控制就更为复杂。综合考虑电能利用率及经济实用情况，本设计采用方案二。2.2 逆变控制方案全桥逆变器的控制脉冲按调制方式可分为单极性SPWM，单极性倍频SPW

21、M和双极性SPWM三种。方案一、单极性SPWM，在一定程度上降低开关损耗。但输出电压只能在0到U或0到-U之间变化，没有极性的交替。方案二、双极性SPWM的输出电压则可以在U到-U之间变化，变化幅度是单极性的两倍，在开关切换时，负载端电压极性非正即负，电流变化率较大，不过此方法控制简单，应用较为为广泛。方案三、单极性倍频SPWM调制方式由于比单极性SPWM多一组相位相差180度的三角载波进行比较，它能够在开关频率不变的情况下，使一个周期内正弦波包含的矩形脉冲数“加倍”，从而有利于减小逆变输出谐波。本系统采用双极性SPWM调制方式。2.3 本章小结本章主要进行全电路的方案论证，选择了主电路方案，

22、控制电路方案，阐述了SPWM 调制双极性，单极性，单极倍频三种类型及其四种实现方法。在此基础上构建系统的整体框图如图2.3所示：图2.3 系统框图3 SPWM输出1964 年，脉冲宽度调制变频6的思想由德国学者A.Schonung 和H.Stemmler 提出，于1975 年由Bristol 大学的S.R.Bower 成功进行应用。由于实现脉冲宽度调制变频的主功率电路结构简单、控制容易，可以很方便地实现各种复杂的控制规律，加上近年来高速全控开关器件的大量出现，脉冲宽度调制已开始在逆变器领域的交流传动，UPS电源和有源滤波器中广泛应用，成为逆变技术的核心，受到了人们的高度重视。PWM 技术的理论

23、依据就是“冲量等效”特性。简言之，当形状不同但冲量相等的窄脉冲电压激励信号施加于具有惯性的对象如低通滤波器时，输出端得到的电压响应基本相同，其差别仅表现在高频成分上。SPWM 是在PWM 的基础上，将期望输出的正弦电压波形假想成由一组等宽不等幅的片断组合而成，然后用一组冲量对应相等的等幅不等宽脉冲将它们依次代替，从而在滤波器输出端得到期望的正弦电压波形。这样的脉冲可以通过控制电子开关器件的通断来实现6,7。3.1 SPWM波的基本原理SPWM调制主要是用于逆变器中实现幅度和频率可调的正弦波电压，是在逆变器输出交流电能的一个周期内，将直流电能斩成幅值相等而宽度根据正弦规律变化的脉冲序列。该脉冲序

24、列的宽度是随正弦波幅值变化的离散脉冲，经过滤波后得到正弦波交流电能。如图3.1，三角波为载波，正弦波为调制波即为期望输出正弦波，通过比较器将正弦调制波与三角载波进行比较，用比较后的脉冲波形去触发不同的开关管，即可得到一个SPWM波形。三角载波正弦调制波比较器SPWM图3.1 SPWM 调制示意图SPWM脉冲电压具有与理想正弦电压相一致的基波分量，而且最低次谐波的频率可以提高到SPWM调制频率，即开关频率附近。因此，当开关频率足够高时，只需要用较小的滤波器就能将其中的谐波滤除掉。此外，只需改变SPWM脉冲宽度，就可以平滑地调节输出电压的基波幅值。采用了SPWM技术的逆变器即为SPWM逆变器，它在

25、波形质量和控制性能上相对方波型逆变器有了巨大的进步。图3.2与正弦波等效的矩形脉冲序列波形全桥逆变器的控制脉冲按调制方式可分为单极性SPWM，单极性倍频SPWM和双极性SPWM 三种。单极性SPWM 的输出电压只能在0 到Ud 或0 到-Ud 之间变化，没有极性的交替，双极性SPWM 的输出电压则可以在Ud 到-Ud 之间变化，变化幅度是单极性的两倍，在开关切换时，负载端电压极性非正即负，电流变化率较大，对外部干扰较强，故一般较少使用。单极性倍频SPWM 调制方式由于比单极性SPWM多一组相位相差180 度的三角载波进行比较，它能够在开关频率不变的情况下，使一个周期内正弦波包含的矩形脉冲数“加

26、倍”，从而有利于减小逆变输出谐波。本系统采用双极性SPWM 调制方式。3.2 基于DSP实现SPWM当负载为线性时，传统的比较器，专用集成电路，单片机等产生 SPWM 波形的方法应用于逆变器中实现幅度和频率可调的正弦波电压，效果勉强可以。但是当该逆变器带非线性负载时，电压将发生严重畸变，谐波含量增加，严重影响负载的正常工作。运用DSP我们方便的实现频率很高的SPWM控制信号，从而减小滤波器的尺寸，更好地滤除输出电压中含有的谐波。而且DSP完全有可能用于逆变器中实现输出电压进行逐点的控制。本文就是使用DSP来实现SPWM的。3.2.1 SG系列单片机生成SPWM波原理SG3525A是电流控制型P

27、WM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。图3.3 SG3525管脚图SG3525A内置了5.1V精密基准电源，微调至 1.0%，在误差放大器共模输入电压范围内，无须外接分压电组。SG3525还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在CT引脚和Discha

28、rge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于SG3525内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。SG3525A的软启动接入端（引脚8）上通常接一个软启动电容。上电过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入端处于低电平，PWM比较器输出高电平。此时，PWM琐存器的输出也为高电平，该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之无法导通。只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时，SG3525A才开始工作。由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上8。当输出电压

29、因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导致PWM比较器输出为正的时间变长，PWM琐存器输出高电平的时间也变长，因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。反之亦然。3.2.2 SPWM波生成方法脉冲波的产生主要由脉冲调宽芯片SG3525A来完成。根据芯片SG3525A的使用原理，先由集成函数发生芯片ICL8038产生50HZ的正弦波信号，该正弦波分两路输出。因为SG3525A内部的锯齿波幅度位于1V至3.3V之间，因而产生的正弦波一路经相应的处理后将其幅值调整至1V至3V之间，然后输入以SG3525A，在芯片内部通过与锯齿波比较产生高

30、频的正弦波调宽脉冲。锯齿波的频率由芯片外接的震荡电阻和震荡电容决定，通常设置为几十千赫兹。而另一路正弦波则经过处理转化为50HZ的方波作为基准信号，该基准信号与SG3525A产生的高频正弦波调宽脉冲输入与门芯片，最后将与门的输出信号输入两片场效应管专用驱动芯片IR2110，再由IR2110输出高频的调宽脉冲以控制四个场效应管的交替导通，输出的电压在经过LC工频滤波后便可输出稳定的准正弦波供负载使用。3.3 本章小结本章介绍了 PWM 技术基本原理，阐述了SPWM 调制双极性，单极性，单极倍频三种类型及其四种实现方法。其中重点介绍了SG3525A生成SPWM波的的原理和生成方法。4 电路设计及参

31、数计算4.1 直流变换电路的设计直流变换电路由DC/AC和整流滤波电路组成。电路结构如图4.1，Q1和Q2的基极分别接TL494的两个内置晶体管的发射极。中心器件变压器T1，实现电压由12V脉冲电压转变为320V脉冲电压。此脉冲电压经过整流滤波电路变成320V高压直流电压。变压器T1的工作频率选为50KHz左右。电路正常时， TL494的两个内置晶体管交替导通，导致图中晶体管Q1、Q2的基极也因此而交替导通，Q3和Q4 也交替导通，这样使变压器工作在推挽状态，Q3和Q4以频率为50KHz交替导通，使变压器的初级输入端有50KHz的交流电。图4.1DC-AC-DC电路当Q1导通时，场效应管Q3因

32、为栅极无正偏压而截止，而此时Q2截止，导致场效应管Q4栅极有正偏压而导通。当Q1导通时，Q2截止，场效应管Q3因为栅极无正偏压而截止，而此时Q2截止，导致场效应管Q4栅极有正偏压而导通。且交替导通时其峰值电压为12V，即产生了12V/50KHz的交流电。极性电容C3滤去12V直流中的交流成分，降低输入干扰14。滤波电容C1可取为2200uF。整流滤波电路由四只整流二极管和一个滤波电容组成。四只整流二极管D3D6接成电桥的形式，称单相桥式整流电路。在桥式整流电路中，电容C4滤去了电路中的交流成分，此处滤波取值为10uF10。图中的推挽场效应管Q3，Q4在工作时会通过大电流，经过计算电流约为19A

33、，故场效应管的型号选择IRF650A.其最大耐压值为200V，电流为32A，满足要求。4.2 全桥逆变电路设计4.2.1 IGBT 模块的选择IGBT 作为一种新型的功率器件，由于 IGBT的输入控制部分为MOSFET，输出级为双极结型晶体管，因此兼有MOSFET 和电力晶体管的优点：高输入阻抗，电压控制，驱动功率小，开关速度快，工作频率可达10-40kHz（比电力晶体管高），饱和压降低（比MOSFET 小得多，与电力晶体管相当），电压电流容量较大，安全工作区较宽11。正因为IGBT 有这许多的优点，因而广泛地应用在各种电源领域里，在中大功率逆变器中也得到广泛应用。已知额定视在功率为 625V

34、A，额定输出电压230V，可计算得额定输出电流：由功率因数，可知：无功电流有功电流4.2.2 逆变电桥电路设计在方案论证中提到，常用的单相逆变器主电路的拓扑结构有全桥和半桥两种，半桥电路结构简单，具有开关管数量少，驱动简单，成本低的特点，但输出电压低，适用于中小 功率场合；全桥电路相对复杂，但控制灵活，且输出电压是半桥电路的两倍，而且适用于较大功率场合。本文选用单相全桥电路结构，如图4.2所示。由于开关管在开通和关断过程中可能承受瞬时过压，过流，这种过大的电压，电流变化率，会使开关管的工作点超过安全工作区而引起器件的损坏，为了防止这种现象，给开关管设置缓冲电路显得犹为重要。缓冲电路不仅可以减小

35、开关损耗，保证器件处于安全工作区，减少开关过程中过大的电压电流变化率带来的电磁干扰，还可以维持串联开关管的电压平衡。图4.2逆变电桥4.2.3 原件参数计算整流器额定电压的确定：整流器的额定电压应为最高输入电压有效值3倍以上，其原因是电网中存在瞬态过电压，通常输出电压85265V，所以应选择600V以上耐压的整流器或二极管。通常将输入电流峰值与有效值的比值称为波形系数12，在交流220V输入整流器直接整流时，这个波形系数约为2.6，大于正弦波。整流器输出电流有效值与平均值之比为22.2，大于正弦波1.1，峰值电流与平均值之比约为5.56。因此，在选择整流器的额定电流时，整流器的额定电流应为输出

36、电流的310倍。所以选择:5A/700V整流桥。无极性电容C的确定：为了供给逆变平滑的直流电压，必须在输入整流电路和逆变器之间加入滤波电容，以减小整流输出后直流电的交流成分。滤波电容一般采用电解电容器，因其滤波电解电容器自身串联等效电阻(R)和串联等效电感(L)的存在直接影响滤波效果，所以在电解电容C两端并联高频无极性电容C，使高频交流分量从C中通过。去高频干扰电容C其电容量较难确定，因高频干扰包括电网的干扰，也包括电源的干扰，通常可选取C=2(1±5%)或该数量级其他电容，只要电容C的耐压峰值满足即可，耐压峰值电压Up=600V(取2/630V)。滤波电容器在输入电压为或输入电压为

37、85265V时的最高整流输出电压可以达到370V，因此应选择不小于400V的电解电容器。滤波电容器为限制整流滤波输出电压纹波，正确选择电容量是非常重要的。通常滤波电容器的电容量在输入电压为时，按输出功率选择为：不低于1uF/W（即大于或等于1uF/W）。计算依据：当交流输入最低时，整流输出电压最低值不低于200V，同一输入电压下的整流滤波输出电压约为10ms ，电压差为40V，每半个周期（10ms），整流器导电时间约2ms，其余8ms为滤波电容器放电时间，承担向负载提供全部电流，即：滤波电容的确定为。为负载电流（A），t为电容提供电流时间(s)；为所允许峰值纹波电压 (V)。 由上式计算得C为

38、，即，实际选用标称值为的电容。4.3 逆变电桥的吸收缓冲电路设计由于开关管在开通和关断过程中可能承受瞬时过压，过流，这种过大的电压，电流变化率，会使开关管的工作点超过安全工作区而引起器件的损坏，为了防止这种现象，给开关管设置缓冲电路显得犹为重要。缓冲电路不仅可以减小开关损耗，保证器件处于安全工作区，减少开关过程中过大的电压电流变化率带来的电磁干扰，还可以维持串联开关管的电压平衡。4.3.1 缓冲电路的作用缓冲电路并联在IGBT两端。其作用包括抑制过电压、减小开关损耗、限制电压上升速率以及消除电磁干扰等几个方面：(1)抑制过电压IGBT关断时，线路电感会产生与直流电压同向的感应电压为，当没有缓冲

39、电路时，由于很大，使IGBT的C、E极之间形成很高的过电压13,14。当过电压大于IGBT所能承受的极限电压时，会损坏器件。所以，为了使IGBT可靠工作，必须为电感中的贮能提供一条释放回路，以大幅度降低关断瞬间电感的电流变化率，避免因过电压损坏IGBT。(2)减小功率开关管损耗IGBT关断时，IGBT的功率损耗取决于集电极与发射极之间的电压以及流过管子的电流瞬时值，两者乘积的积分值越小越好。使用缓冲电路可以改变IGBT关断过程中的电压、电流波形，从而减小IGBT的功率损耗。当无缓冲电路时，电压瞬间升至最大值，而此时IGBT的电流也是最大值，这种情况下功率损耗最严重。采用RCD缓冲电路后，将逐渐

40、升高，从而避免和同时达到最大值的不利情况。所以，缓冲电路可以减小IGBT的关断损耗。(3)限制电压上升率过大的电压上升率会在IGBT的PN结中形成很大的位移电流，它可能误使IGBT内部寄生晶闸管开通，导致栅极失去控制作用，这就是所谓的动态擎住现象。IGBT两端并联的RC缓冲电路能够限制的大小，有效地解决IGBT的动态擎住问题。(4)消除电磁干扰在设备调试运行过程中，当无缓冲电路时，IGBT管两端的电压会产生高频振荡，造成电磁干扰。采用缓冲电路即可抑制的高频振荡15，起到消除和减少电磁干扰的作用。4.3.2 电路设计及其原理功率主回路的吸收电路是用来吸收开关管关断浪涌电压和续流二极管反向恢复浪涌

41、电压。在某些应用中，吸收电压还可以减少开关管的开关损耗。通常有典型的三种吸收电路，RC、RCD、C，选择时则考虑功率电路的大小来选择相应吸收电路。我们选择RCD来进行吸收缓冲处理。为了简化缓冲电路以及减少缓冲电路能量的损耗，大功率场合下使用的较大容量的IGBT，通常选用限幅钳位缓冲电路。如图4.3 所示，图中新加入的四个二极管，四个缓冲电容及两个电阻组成四个IGBT 的限幅钳位缓冲电路。其中四个电容相对应的分别为C-1，C-2，C-3，C-4，二极管分别为D-1，D-2，D-3，D-4，电阻为R-1，R-2。图中，T1 导通时，缓冲电容电压等于直流母线电压。T1 关断过程中，由于线路电感的作用

42、，P 点电位迅速上升并将大于直流母线电压Ud。此时开关管两端电压逐渐升高，流过T1 的电流逐渐减小，当升高到大于母线电压时，开始对缓冲电容C1 充电，线路电感中储存的能量逐渐向缓冲电容C1 转移，相当于缓冲电容限制了开关管两端电压的增长。当线路电感电流逐渐减小到零，电容电压达到最大值。然后电容经过缓冲电阻R1 向直流母线电压放电，这过程中会有一部分能量消耗在缓冲电阻中。T1 开通过程中，同样由于线路电感作用，P 点电位迅速降低到小于直流母线电压Ud。此时开关管端电压小于缓冲电容电压，于是电容C1 经开关管T1，负载，开关管T4 和缓冲电阻R1 放电。图4.3限幅钳位缓冲电路由于不管是开通还是关

43、闭状态，缓冲电容电压都等于直流母线电压Ud，在关断过程中，开关管两端电压上升至直流母线电压Ud 以后缓冲电容才开始限制开关管电压的增长，故在下次关断前，只有电压过冲的部分能量回馈电源，这样可以避免电容过多地充放电，使缓冲电路功耗较低，效率更高。4.3.3 参数计算与元件选择电容C选择，据其中，为最大漏极电流(A)；为最大漏极电压上升时间(s)；为最大漏极电流下降时间(s)；VDS为最大漏极与源极电压(V)。根据上式计算出电容值， （4.1）C的取值需要足够的大，使得开关管电压上升速度足够缓慢，保证开关管不受到冲击。而C因为损耗的原因也不能太大，而R的大小没有特别要求，R越小，C的放电速度越快。

44、只需要在的时间内保证C在下次开关管关断时候放完电荷就可以了。该电容应为大于500V耐压的无感电容器。综上，选择1000/630V电容。二极管的选择，快恢复二极管(FRD)因有反向恢复时间短(一般在几百纳秒)，正向压降约为0.61.2V，正向导通电流大、反向峰值电压高的特点，来对通断中开关管产生的突波进行有效地吸收。所以选MUR8100。4.4 LC滤波电路电路设计4.4.1 滤波电路及原理逆变出来的交流还需要经过LC滤波后波形才会使波形更接近标准正弦波。图4.4 滤波电路 （4.2）SPWM调制本身的特性决定着逆变器的输出电压中含有较多的高次谐波分量，因而必须在逆变器的输出侧加低通滤波器来减小

45、谐波含量，以得到50Hz 标准正弦波。当阻性负载突然变为感性负载时，滤波电感电流可能会突变，为防止电感电流突变，因滤波电容和负载并联，它可以补偿感性电流，因此，在设计滤波电路时，在额定负载下，滤波电容要补偿一定的感性无功电流16。但是，滤波电容过大，反而会增加变压器的负担，通常我们设计的基本原则就是在额定负载时，使容性电流补偿一半的感性电流。 滤波电容C的作用是和滤波电感一起 用来滤除电压中的高次谐波，电容C大，则输出纹波小，但是电容C增大的同时，逆变器的无功电流也要增大，从而增加了逆变器的电流容量，使系统效率降低。滤波电容的选择原则是在保证输出波形较好的情况下，取值尽量小。由于滤波器输出调制

46、波形中的高次谐波主要将在滤波电感两端，故增加滤波器电感量可以更好的抑制低次谐波，减小输出电流的脉动量。滤波电感越大，电感电流变化越慢，动态时间越长，波形畸变越严重。故电感的取值，应综合考虑其稳态与动态性能。4.4.2 参数计算本系统采用双极性SPWM控制，为使输出不失真，综合考虑各种条件，要准确计算正弦波逆变器 LC 滤波器的参数确实是件繁琐的事，这里借鉴一套近似的简便计算方法17，在实际的检验中也证明是可行的。我的想法是SPWM 的滤波电感和正激类的开关电源的输出滤波电感类似，只是SPWM 的脉宽是变化的，滤波后的电压是正弦波不是直流电压。如果在半个正弦周期内我们按电感纹波电流最大的一点来计

47、算是可行的。下面以输出先引入以下几个物理量：输入逆变H 桥的电压，变化范围约为320V420V；：输出电压，0311V 变化，有效值为220V；：SPWM 载波的占空比，是按正弦规律不断变化的；： SPWM 的开关频率，以1080Hz 为例；：输出电流，电感的峰值电流约为1.4 Io；：开关管的导通时间，实际是按正弦规律不断变化的；：LC 滤波器所需的电感量；：逆变器的负载电阻。于是有： (4.3) (4.4) (4.5) (4.6)综合（4.8）（4.11）式可知： (4.7)本电路是一台输出功率500W的逆变器，假设最小负载为满载的15%，则：从可以看出，的瞬间L=0，不需要电感；越小需要

48、的L越大，我们可以折中取当=0.5时的。确定了滤波电感我们就可以确定滤波电容 C 了，滤波电容C 的确定相对就比较容易，基本就按滤波器的截止频率为基波的5-10 倍计算就可以了。其计算公式为： (4.8)4.5 控制电路设计IR2110 是IR 公司早期推出的半桥驱动器，具有功耗小，电路简单，开关速度快等优点，本文控制电路主要使用开关管驱动芯片IR2110，IR2110 驱动电路设计 IR2110 是一种高压高速功率 MOSFET 驱动器，有独立的高端和低端输出驱动通道18。如图4.5是其14引脚封装。它包括输入/输出逻辑电路、电平移位电路、输出驱动电路欠压保护和自举电路等部分。各引出端功能分

49、别是：1 端(LO)是低通道输出；2 端(COM)是公共端； 3 端(VCC)是低端固定电源电压；5 端(US)是高端浮置电源偏移电压；6 端(UB)是高端浮置电源电压；7 端(HO)是高端输出；9 端(VDD)是逻辑电路电源电压；10 端(HIN)是高通道 逻辑输入；11 端(SD)是输入有效与否的选择端，可用来过流过压保护；12 端(LIN)是低通道输入；13 端(VSS)是逻辑电路的地端。图4.5 IRDIP封装它的自举悬浮驱动电源可以同时驱动同一桥臂的上下两个开关器件驱动电压高达500V，工作频率为500kHz，并具有电源欠电压保护关断逻辑。芯片还有一个封锁两路输出的保护段SD，在SD

50、输入高电平时，两路输出均被封锁。 IR2110的这些优点个设计带来了极大的方便，特别是自举悬浮驱动电源19大大简化了驱动电源设计。IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS-E艺制造。DIP14脚封装。该器件具有独立的低端和高端输入通道。其悬浮电源采用自举电路，高端工作电压可达500 V，15 V下的静态功耗仅116。IR2110的输出端（脚3），即功率器件的栅极驱动电压的电压范围为10-20 V，逻辑电源电压范围（脚9）为515 V，可方便地与TTL、CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有±5 V的偏移量；此外，该器件的工作频率可达500 kHz，而且开通、关断延迟

51、小（分别为120ns和94ns）。对于DIP14 封装的IR2110 在逆变器的应用中主要要注意以下几点：(1)13 脚的逻辑地和2 脚的驱动地在布线时要分开来走，逻辑地一般要接到5V 滤波电容的负端，再到高压滤波电容的负端，驱动地一般要接到12-15V 驱动电源的滤波电容的负端，再到两个低端高压MOS 管中较远的那个MOS 的源极。(2)在正弦波逆变器中因为载波的频率较高，母线电压也较高，自举二极管要使用高频高压的二极管。因为载波占空比接近100%，自举电容的容量要按照基波计算，一般需要取到47100uF，最好并一个小的高频电容。逆变控制电路图如图4.6所示：图4.6 控制部分电路IR211

52、0的自举电容的选择满足公式： (4.9)式中为开关管的参数，开关管部分的电路为主电路部分，这部分的工作电压和电流都比较大，其Q值为18nC，=12V。所以我们选择了较大点的瓷片电容224。4.6 辅助电源设计逆变器除了功率变换回路外，还包含了小信号部分的供电，例如PWM 信号芯片的12V 供电，运放的单电源或双电源供电，单片机的5V 或3.3V 供电等。对上述电路提供一个稳定的纯净的电源供电在逆变器中也显得很重要18,19。对于 12V 电池供电的逆变器，一般经过一级RC 滤波给PWM 芯片如STC12，IR2110 等供电即可。需要注意的是R 的压降控制在0.5V1V 比较合适，因为一般PW

53、M 芯片最低工作电压在8V 左右，为了使电池在10V 电压时还能工作，R 上的压降不能过大。还有PWM 芯片供电电压过低容易引起不工作或对功率MOS 管驱动不足。在要求比较高的情况下可以先把 1015V 的电池电压升压到15V，再用L7812 降压到稳定的12V 给PWM 芯片供电，电路如图4.7所示：图4.7辅助电源电路上图中 BT 为来自12V 电池，电压变动范围为10-15V。采用了MC34063 单片DCDC芯片比较简单经济地实现了上述功能。4.7 死区时间的设置死区时间设置电路最好用硬件电路实现为好。通常也可以采用两种实现方式，通过逻辑电路延迟实现死区时间的设置，也可以采用比较器电路

54、通过延迟实现死区时间的设置。对于标准电平的IGBT，在一般的情况下死区时间应选择小于1，在本试题的解决方案中，考虑到种种因素，驱动IGBT的速度可能不需要很高，因此，死区时间也应设置的大一些，如选择23。每个桥臂的上下两组驱动信号的死区设置电路可以用两种电路方式实现，通过逻辑电路延迟实现死区时间的设置和采用比较器电路通过延迟实现死区时间20的设置。每个上下桥臂的带有死区时间的驱动信号对应的时序如图4.8。图4.8 每个上下桥臂的带有死区时间的驱动信号对应的时序图中，、分别为高边脉宽调制输出、低边脉宽调制输出、驱动电路高边输入、驱动电路低边输入、死区时间。通过死区时间的设置，保证了在“死区时间”

55、内，高、低边驱动信号均为零，确保消除共同导通现象。4.8 本章小结本章首先设计了单相逆变器主电路的拓扑结构，对主电路的拓扑结构进行了分析，并计算出各元件的具体参数，这是本文理论分析和实验研究工作的基础。围绕逆变桥和LC 低通滤波器组成的逆变器主电路，给出了单相逆变器的主电路设计，其中详细介绍了输出滤波器和缓冲限流电路的原理与参数设计。5 保护电路的设计逆变器控制电路中的保护电路21,22，功能如下：瞬时过电流保护，用于逆变电流负载侧短路等，流过逆变电器器件的电流达到异常值（超过容许值）时，瞬时停止逆变器运转，切断电流，变流器的输出电流达到异常值，也得同样停止逆变器运转。防反接保护，如果逆变器没有防反接电路，在输入电池接反的情况下往往会造成灾难性的后果，轻则烧毁保险丝，重则烧毁大部分电路。过载保护，逆变器输出电流超过额定值，且持续流通超过规定时间，为防止逆变器器件、电线等损坏，要停止运转，再生过电压保护，应用逆变器使电动机快速减速时，由于再生功率使直流电路电压升高，有时超过容许值，可以采取停止逆变器运转或停止快速的方法，防止过电压。过热保护，当散热异常时，逆变器器件的温度过高，避免出现期间烧毁，也要停止运转。由于该系统工作环境比较恶劣所以保护电路非常重要，我们必须为其设计合理的保护电路以确保正常工作。5.1 防反接保护电路本部分采用MOS管的防反接保护电路23，如图