模拟集成电路设计复习笔记

1、模集复习笔记By潇然20186202.2 1/V 特性1. i-v 特性饱和区：厲=2心牛危-岭）1 117沟长调制；ID =亍必-匕j（l + 2Z）w r】线性区，* =曲农工”% 一%必厂寸'FF £深线性区：ID = M；y 丫 （GS - % DS2. 跨导定义：VgS对I DS的控制能力（I DS对Vss变化的灵敏度） 饱和区跨导gm表达式：2.线性电阻表达式1心伦-纭）2.3二级效应J 2 q&iNa1.体效应Vth = Vth + / (V2Or+ Vsb , y =Y为体效应系数，典型值0.3-0.4V2. 沟道长度调制效应2.4 MOS器件模型定义

2、：信号相对于偏置工作点而言比较小、不会显著影响偏置工作点时用该模型简化 计算由gm gmb r。等构成低频小信号模型，高频时还需加上CGs等寄生电容、寄生电阻（接触孔电阻、导电层电阻等）1. MOS小信号模型沟长调制效应引起的输出电阻cVds1Fo =dlr)61 d /体效应跨导eln /.inCox W( -cVth=(14用一 ViH)2 L代恥 s)月 2'V2fI)F+ Vsbr2.完整的MOSFE小、信号模型、T5打DB用于计算各节点时间常数、找出极点2.5放大器的性能参数AIC设计的八边形法则powe<DissipationIn 典t/OutputImpedance

3、GainSuppt VoMaqaVoltageSwings分别为：速度、功耗、增益、噪声、线性度、电压摆幅、电源电压、输入输出阻抗 参数之间互相制约，设计时需要在这些参数间折衷3.2共源级1.电阻负载理想情况:& = gmRD考虑沟长调制效应:2.二极管接法的MOS做负载NMOST极管负载711(gm + gmb Vx + = lxTTo存在体效应时的阻抗:H氏丸2?;j+ Qmbg垃 + g曲2g“21 + 7；忽略n随Vout的变化时，增益只于 W/L有关，与偏置电流、电压无关，线性度很4 gli好。PMOS管负载M ("/ LA-y ftp (W/ L)2缺点：a.大增

4、益需要极大的器件尺寸b.输出摆幅小提高输出摆幅的方法：加电流源3.电流源做负载£二乩必4.深线性区MOS管做负载c VoutI匸1引他-|曲|)I丄I丿r5.九=m0N2带源极负反馈增益与跨导GBmJH1十為&&=Gm RdS m Rd+ 乩 Rs随着RS增大，Gm和增益都变为gm的弱函数,提高了线性度；但以牺牲增益为代价。另外，可以通过如下方法简便计算:/ _ -g 曲 Rp Rd'1 +弘&1/臥+尺Av="在漏极节点看到的电阻” / "在源极通路上看到的电阻”输出电阻尺皿f二丨+ （加+帥力）心厂o +=H + （% +从讪）

5、巾I心丰厂"3.3源跟随器（共漏）1. 负载为RsI +(£5vr + S/fih) R2.负载为电流源片二_J£i=邑=好-（级=罰）1+（弘+£加）&丄+（爲+绻j乩+£处I&3.考虑r。和R后的增益（注意分析过程）菠 J昨点6 J f os z r Rl丄也 ll<,2 II Rl彳-丄 II rn II II Rl 十Smb4.负载为理想电流源时输出电阻RoRout 二Sin + gmb3.4共栅级1.不考虑沟长调制效应时增益体效应导致增益增加2.输入阻抗RdR协=一心岀一 +1 + （久+张兀（久+ nbK 久+

6、弘RD=0时，共栅级输入阻抗 相当于源跟随器输出阻抗尽=1/為（1+帀，故在Rd较小时，输入阻抗小3.输出阻抗1% * 匸JR。过二:1+必+张）坊氏+打II局计算结果同带源极负反馈的共源级的Rout，故输出阻抗很大3.5共源共栅级1.增益（不考虑沟长调制）Ry o ml。（注意此处为约等于且结果为负，具体增益参照P71,掌握方法即可）2.输出阻抗|月 nut|J性_£匸呢出Tm2£roi= 1 +（呂也 2 + 已必 2）厂0 2：roi +01M2管将M1管的输出阻抗提高为原来的（gm2+gmb2 ro2倍；有利于实现高增益3.其他性质： 作理想电流源，代价：输出摆幅减

7、小1r %m2/W19%®JW4: Cascode-CurrentSourceJJr 屏蔽特性：Vout端有 Vout的电压跳变时，表现在 X点的电压跳变很小，屏蔽了输出节点对输入管的影响4.折叠共源共栅5.总结:优点寿输出阻抗高:高增益:屏蔽特性好不足:输出摆幅受一定影响:折叠共源共栅级直流功耗大 口应用*电流源:共源共栅OPA:折叠共源共栅OPA等4.2基本差动对1.大信号差分特性上式假定了 M1 M2均工作在饱和区，然鹅2.大信号共模特性一个MOS管截止ntIhl共模输入电平必须满足:牛+盯3小信号差分特性41Gtn沁IdW从匸ox lT因此，当 Vin为下值时跨导降为0:其表

8、征放大器所允许的最大输入差分信号_AVlnl '+ AUin* AVifl用叠加法、半电路法均可求全差分时的差模增益，结论为： 单边输入时差模增益为-gmFD 差分输入时差模增益为-gmRD 单边输入时单端输出增益为-gmR/24小信号共模特性若电路完全对称，贝U流过M1和M2管的直流电流总为Iss/2，不随Vin,CM的变化而变化， 因此，VX和Vy不变；非理想性包括：M1和M2之间有失配（W/L、Vth等），Rdi和RD2之间有失配（阻值不完全 相等等）；尾电流源ISS的内阻RSS不是无穷大 尾电流内阻非无穷大时若电路完全对称，则 Vp会随Vin,CM的变化而变化，导致尾电流变化，

9、Voutl和Vout2会随之变化，但 Voutl和Vout2总相等，故可短接，将M1、M2并联处理（注意此时跨导为2gm）丰Rd丹0注-r>一1中玄TpSfls-=K丫 EMV v m. CM共模增益为:1/（2弘）+%输入管失配对共模响应的影响 共模到差模转换的增益：gnAg.2（丸| +弘2）心"心5. CMRR-共模抑制比Commo n-Mode Rejectio n Ratio ，用来综合反映差分放大器的性能CMRRCM - DM5.1基本电流镜Rtf原理：利用输出电流与参考电流的过驱动电压相同1 REFCox W2 心小1）lout =(VgsVth)2(1Vds2)

10、lout_(W/L)2(1_Vds2)因此 Iref (W/L)i(1 Vdsi)复制精度受工艺(宽长比)、沟长调制效应的影响5.3有源电流镜总结电流镜做负载的差分 放大器彷将差分输入转换为单端 输出哥差分增益承共模增益会影响差分放 大器性能；高频时和存 在失配时更严重6.1密勒效应如果上图1的电路可以转换成图 2的电路，则Z1(1-AJZ2"(i-a-J式中号增益，通常为简化计算，我们一般用低频增益来代替AV,这样足可以使我们深入理解电路的频率特性。密勒定理不适用的情况结点X与Y之间只有一条信号通路，密勒定理不成立©此时禾 用密勒定理得到的输入阻抗是对的，但增益是错的。6

11、.2极点与结点的关联1. CS放大器的简化频率特性分析如果忽略输出结点与输入结点的相互作用，我们可以利用密勒定理得到CS放大器的两个极点频率:t 2 4(Cgd+Cdb)Rd2 7tICGS+(l+gniRD)CGI)2. 共源放大器的频率特性（理论推导）CG0(Vx - vout) CCDS + g.Vx + Vout( + CMS) = 0K D(sC-gJRj卜= 1E4-CC +C切 CJ +眾 Ji 十 gR 卩)Cgd +% +%亿辺 +4+1将分母化为:0 =11 )13 H3 Js's=+应孑2 »注意:末尾常数为r二第一角频率和"就是传输两数中关于

12、s 的一次项系数的倒数,气广叫就是貯项系数的倒数.f 二其零占：/、八 、总而言之：若题目出到图6.2.1，根据公式给出极点、零点，之后若表达传输函数，则模仿理论推导中增益的表达形式。7.2噪声类型1.热噪声 定义：导体中载流子的随机运动，引起导体两端电压波动 电阻的热噪声Ifl哎eVftQ;_NoiselessAeBl&Eor匕：=4A77?(AA); If =，教材上默认 f=1HzMOS管沟道区的热噪声单个MOS管能产生的最大热噪声电压:Vn = CrO =4M（|弘）卅:） （也即如果有负载， ro 要替换为 负载FD）减少gm可降低噪声。当gm不影响其他关键指标时，应尽量小2

13、. MOS管的闪烁噪声（1/f噪声） 来源：载流子在栅和衬底界面处的俘获与释放，导致源漏电流有噪声 用与栅极串联的电压源来模拟 表达式：1/f噪声的转角频率fc 热噪声和1/f噪声曲线的交叉点KCJVL8m厶（对长沟道器件8A/7.3电路中的噪声表示1.方法一：输出参考噪声电压把输入置零，计算电路中各噪声源在输出端产生的总噪声 例：求如图所示共源级电路的总输出噪声电压I/2 =a out1,2 K I、4kT 卜“評十丽7氏十力2.方法二：输入参考噪声电压在输入端用一个信号源来代表所有噪声源的影响Nd5y Ctrcuii对于上例,V2 n.outA2盒陽“（一豪 K 1 . 加丘彳4込爲+丽声

14、+瓦Jox» 2 K 14A7DO兀jl C音IH”D°仏_L-?+ 1N 严JiHr3.用电压源与电流源共同表示输入参考噪声1 ）2盅疋严（4灯爲+響）忌3 心如图，4.辅助定理源漏之间的噪声电流源可以等效为与栅级串联的噪声电压源（对任意的 条件：均由有限阻抗驱动；低频时ZS)7.4单级放大器中的噪声1.共源级（已在上边讲过，不赘叙）4灯Zg + K 丄或+3处 CWL宀tAlK+乔£ r2 1 13 £ m g m R D >例：M1和M2均工作在饱和区。计算：二丄J tl.iii y 2 inn.in4kT1CJVL 7屯（K低频时） 输入参

15、考热噪声电压 若负载电容为 G,求总输出热噪声 若输入是振幅为 Vm的低频正弦信号，求输出信噪比（2 2 |匕爲=4k7 gni + gin2 （ <911|2）2 $ d 丿（利用交流小信号模型，ro1与ro2在漏端并联）匕2如=4k丁张 + |.2 （加|厂。）2 s ）频带内积分，得总输出热噪声 输入信号在输出端产生的信号振幅为:gol rO2)ViSNR( Sig nal and Noise Ratio )为功率之比:臥1（心 J®_ 35 g爲（加|心）A'K耐_ 2辺2 （g汩+ g阮Xg心2）乞W弘+弘2.共源共栅级T；*卜K?j7j Lvi J®

16、;= 4A7|2! I 18m（只考虑热噪声）c）中从M2栅极到输出的增益很小（同带M1M2的噪声对输出噪声的贡献很小，因为图（ 源极负反馈的放大器）3.折叠共源共栅电路的热噪声苓®"1 片 lB2l()dvieo2 = dv22 9，eq 12 (gm “肿If dvB2 is negligible :Small gm3 :(W/L)3 I（9m1）（M2为共栅管，其热噪声可忽略不计，即右式第二项可省去）2（gmlrol 的由来：易得 Ve =4kT*2/（3gm2），由该项与Vin,2呈现一个gm1R倍的关系）1心+一知Vn,out，最后7.5差动对中的噪声 2“ .

17、厂Bk 丁 （三乩际+ Rd） iz- - »世-z祗一 g用= 8（ + 1）3 乩 g 二 Rn输入参考噪声电压是共源级的两倍7.6噪声带宽8.1反馈概述1.基本概念H s) =G(5)y(S)y(s)hX(s) 1+ G(s)H(s)X(s):输入信号Y(s):输出信号Y(s)/ X(s):闭环传输函数，闭环增益H(s):前馈网络；开环传输函数，开环增益G(s):反馈网络；若与频率无关，可用3代替H(s) x G(s):环路增益3 :反馈系数2. 反馈系统的组成部分： 前馈放大器 检测输出的方式 反馈网络 产生反馈误差的方式3. 反馈电路的特性 降低增益灵敏度改变输入、输出阻抗

18、 扩展带宽 抑制非线性8.2反馈结构例：反馈结构包括哪四种，它们对反馈网络的输入、输出阻抗有何要求，对整个电路的 闭环输入、输出阻抗有何影响？四种反馈的记忆方法： 明确命名方式，如，电流-电压反馈指的是输出端电流反馈，输入端电压反馈（输出、输入的位置千万别搞反了！ ！） 明确一个“正统原则”，也即：一般来说提到电压都是串联，提到电流都是并 联，然后我们再记住以输入为正统 开始列表格，左边一列四行写下四种反馈：电压-电压、电流、电压、电压 -电流、电流-电流 根据和，确定每一种反馈方式的基本电路图（脑补也行，知道大概即可），比如：电流-电压反馈，输出端电流，输出端非正统，因此电流对应了串联；输入

19、端电压， 输入端正统，因此电压对应了串联 记住最后一个原则： 串联端的反馈会要求对应端反馈网络低阻抗（理解为避免串联分压）、使对应端 闭环阻抗增加（想象电阻串联，阻抗肯定增加咯）；并联端的反馈 会要求对应端反馈网络高阻抗（理解为避免并联分流）、使对应端 闭环阻抗下降。比如：电流-电压反馈，我们已经脑补出它输入端串联、输出端也串联，因此两端闭环阻抗都增加，要 求反馈网络两端都低阻抗。是不是瞬间感觉简单了很多呢 QUQ1.电压-电压反馈：串联-并联，反馈与输入串联，检测与输出并联Low RootFeedbackhetworkHsgti %要求：反馈网络高输入阻抗、低输出阻抗 特性： 输入端串联，-

20、 输入电阻增大RnC =（1 + &0）&Feedforward AmplHterHout心Ik厶i+心G亦6tn”outGm * Rfin®out1 + &0R out.d2.电流-电压反馈：串联-串联，反馈与输入串联，检测与输出也串联4.电流-电流反馈：并联-串联厶 1+ A/Low RootflF Low flin3.电压-电流反馈：并联-并联High凤疝 |3Faedtorwa rd AmplifiierFeedforward AmplifierFeedback NstworkNetworkFeedback Network8.3负载的影响选择二端网络模

21、型表述反馈网络反馈网络类型扌苗述对应模型电压电压反馈VNV2=X2M+X22【2G模型电流电压反馈h-V2V2=X21I1+X22lZ模型电压-电流反馈VrI2I产 X“V+X”V°Y模型电流屯流反馈1"H模型9.1运算放大器概述1定义：高增益的差分放大器2小信号带宽：单位增益频率fu3dB频率f3dB与fu的示意如下（均为对数坐标）3.共模输入、输出摆幅（通过以下例子掌握方法）方法概括：a.结果先用每个管子的 Vgs或Vov（过驱动电压）/Vdsat表示，最后化为只含有Vov与Vthb. 如果出现Vb等栅电压，优先用 Vb来表征Vin或Voutc. 求下限往下看，求上限往

22、上看 单级运放的输入共模电平范围保证所有晶体管均处于饱和区输入F限:V1UVcss+VGSJ=*阿+W 血+ Vg 1 输入上限：Vitwuax=VDD-|VGS3|+Vl|11设所有晶体管的相等.则maiiax 共源共栅运算放大器，如下左图（重点掌握，必要时可只看图当做题目，之后 与标准答案对照）(hi增益表达式:输入共模电平范围:-保证所有晶体管均处于饱和区输入卜限：d-aG)iiL,iimi=C SS 十可血 L 讥严屮V输入上限：设所有晶体管的V珈相京 贝IVjajwjfV阳卜3丫斑-V詩IV前+弭伽-V；越人，输入共模电平摆幅越人输出共模电平范围：保证所有晶体管均处于饱和区 设所有晶

23、体管的|VdJ相等输出下限： %+V输山上限：sat=VDD-|VT|i7|-2Vd*输山摆幅d<3T«5八叭丽一 4nTV胪卜«-|缶卜2轴 Vb越小，输出摆幅越大-输山摆幅的最人值为Von-lVI-SV保证所有晶体管均处于饱和区设所有晶体管的|乂逐|相等输出下限：' outjuin-b 1 八 GS4十' dsatl vbl-v1ll44.*输出上限:%+13% 前讥+缶输出摆幅2-iua 工"olit .nun 尸 2（Vb2+Vt-Vbl+Vth4） V越大，输出摆幅越大 V"越小，输出摆幅越大-输出摆幅的最大值为2（VDD

24、-5Vdsa（）共源共栅运放设计* ont.nwKb2设计流程：已知：VDD功耗、AvO、输出摆幅 确定各晶体管的过驱动电压根据设计经验， 放大管过驱动电压：200mV负载管过驱动电压：200 500mV尾电流管过驱动电压：300 500mV 确定各支路的直流电流（功耗分配）根据总功耗要求，确定各个电流管的电流大小 根据过驱动电压与支路电流，确定各晶体管宽长比由简单电流公式里严'确定各晶体管的宽长比 根据增益的要求，确认各晶体管的尺寸（宽长比不变，增益不满足要求时，可增加L）由已知条件可算得跨导 gm再根据增益，求得输出电阻Rout ； II# aI& 1工 _又由于D，可知入

25、，进而用 Z推断L 根据过驱动电压与输出摆幅要求，确定各偏置电压（注意留出余量）5. 增益提高技术原理人图：右图:K = 4(o-M=-4V -VvfRitArRit 11"+ 一 + (l + *Jg 咏=r逋过捉高输山阳抗提高增益！ !吋"I ro2V* D _ M 一”-' J - i 一 GmJ ottr记住上面的图总结：通过提高输出阻抗提高增益!6. 运放噪声- + (l + 4)gPH； b；共源共栅运放的噪声氏=2尸1 +肚茸中昭 X耳JH若考虑1/朋市帀血可二14，/ （叫CJ 79= 4kT 3劭M3 MM.OUT+ »爲所以lZ = 2l 1+肛qJr应UK Z®S(J 人+毕超/ 、1 + gm*+ 2不|1+木刈|<gml 丿q &心从）- = g.2(f；-J：r)+ Gl10.1稳定性概述1.负反馈系统振荡条件H(s) = -b系统振荡Bd必肋卅切判据:如果| PH( jco) |= 1并冃Z0H(妙)二-180,则振荡2.增益交点