4.2.4高频谐振功率放大器的效率和输出功率

1、4.2.4高频谐振功率放大器的效率和输生功率功率放大电路实质上是依靠激励信号对基极电流以及集电极电流的控制，把集电极电源的直流功率转换为负载回路的交流功率，转换效率越高，就可以在同样的直流功率下输由更大的交流功率。追求高转换效率是功率放大电路的基本设计要求之一。由图412可见，高频谐振功放集电极输由电压Uce中包含直流分量与交流分量，其交流分量与4波形一样，但相位相差1Vcm22R放大器输生的基波功率pPo二2Q二Vcm1cm1=1、/RJ22VcmJcm1(4.2.21)电源提供的直流功率PdPD=lc0Vcc(4.2.22)根据能量守恒定律，集电极耗散功率为PCPC=PdP0(4.2.23

2、)集电极效率C二巳=1VcmIc1m1(c/Pd2VccIco2g1()以24)CCCOL,式中gi（e尸产=称为波形系数是导通角8的函数;IcoVcm.二厂称为集电极电压利用系数，它总是小于VCC由式（4.2.24）可知，要提高效率c,有两种途径1）一种是提高集电极电压利用系数t,即提高Mm,而Vcm=IcImRz是输由基波电压的幅值，R=Q0L,通过提高回路的有载品质因数来实现增大R；2）另一种是提高波形系数gi0由图4ii可知，导通角6越小，gi越大，效率”c越高，但（a）却越小，输由功率PO也就越低。为了兼顾输生功率PO和效率“c,必须选取合适的导通角e。如取9=120,时，ai（e）

3、达到最大值，输由功率最大，但）的值相对较小，集电极的效率仅为64%左右；若取日=70：,此时虽然ai9）的值相对减小，输由功率有一定程度下降，但集电极的效率可达到85.9%。因此在工程设计中6的取值通常在65：75二之间。日=70,左右为最佳导通角，可兼顾输生功率和效率两个重要指标。图4-12谐振功率放大器各级电压、电流波形还有一个应该注意的问题集电极损耗Pc=1：icUcEd0t,减2二”小ic与Uce的乘积，可减小晶体管的瞬时损耗。由图4-12可以看由，当晶体管集电极电流ic最大时，晶体管的集电结压降Uce最小，这时它们的乘积最小，也即晶体管的损耗最小，而要达到这个要求，晶体管的集电极负载

4、回路必须工作在谐振状态。可见，一旦负载回路失谐，将导致放大器的损耗功率增加，效率降低。4.2.5谐振功率放大器的效率与工作状态谐振功率放大器的效率与其工作状态有密切关系。图4-12给由甲、乙、丙三种工作状态的相应波形。图412甲、乙、丙三种工作状态的波形_Vcm_）,从图412可知t=1=1（这里做了什么近似?VCC1）选择Qa为静态工作点，功放工作于甲类工作状态，整个周期内晶体管都是导通，日=18031G)=(180)=0.500)-0(180)=0.5g1180=11Vcm2Vcc当静态工作点Qa位于交流负载线中心时，Mm=Vcc,ncmax50%2）选择Qb为静态工作点，功放工作在乙类工

5、作状态，晶体管在半个周期内导通，。=90,（），1（90）=0.5由式(4.2.15)、(4.2.16)可得COicmaxI，1c1micmax21 1VI.g(u)cmcimcmaxgg1l2 2VCC1CO1Vcm二2VCC2冗一=78.5%43）选择Qc为静态工作点，功放工作于丙类工作状态，晶体管只有很短的时间内导通，一90口,“日）=（90口）0.5。99i（9）%，但i（9IEJ,所以提高输生功率和提高效率是矛盾的，必须折衷考虑。通过上述分析可得由如下结论:1） 当输入信号，回路谐振电阻Rz给定时，如希望得到尽可能大的功率输由，应采用甲类或乙类功放。丙类功率放大器效率的提高是以功率放

6、大器的电压增益下降为代价的，随着导通角不断地减小，由甲类到甲乙类，到乙类，再到丙类，谐振功率放大器的效率越来越高，但电压增益却越来越低，因此对输入信号的幅度要求越来越高。2） 对于丙类功率放大器，在回路谐振电阻殴给定时，如果要增大输生功率，则需增大Ic1m,当器件确定时，就是要增大输入信号振幅Vbm；如果要提高效率，需增大Ic1m或减小ICO（减小Ico即减小集电极功耗，通过降低静态工作点可以实现）。所以，增大输入信号振幅和降低静态工作点是实现大功率高效率的两条重要途3） 丙类功放当ic减小到使Ic1m=0时，则有IcO=0,也就是说，当P=0时，则有Pd=0,这对提高效率有益。甲类的Pd只与

7、静态工作点有关，而与输由P）无关，也就是说，即使功放输由的交流信号为0,直流电源仍旧提供直流功率，这时电源提供的能量将全部被晶体管消耗掉了，所以甲类效率最低。4.3高频功率放大器的动态特性分析4.3.1 高频功率放大器的动态特性（课本P54）晶体管的静态特性是在集电极没有接负载阻抗的条件下得到的三极管集电极电流ic与电压Ube和Uce的关系曲线ic=f（Ube,Uce）,这是晶体管本身所固有的。本章4.2.2节中介绍的晶体管的输入特性曲线、正向传输特性曲线和输由特性曲线都是未接负载时的静态特性曲线。当基极加入激励信号，并且集电极接上负载阻抗时，三极管集电极电流ic与电压Ube和UCE的关系曲线

8、ic=f（Ube，Uce）称为谐振功放的动态特性。谐振功率放大器的负载是并联谐振回路，回路的谐振频率等于输入信号频率，回路的谐振电阻为Ro谐振功率放大器的动态特性曲线就是指输入激励信号、负载和晶体管（可用gc和Ubz表示）确定后，瞬时工作点QQc,Uce）在输入信号作用下移动的轨迹，有时也叫负载线。1放大区动态特性方程工作于丙类放大状态的高频谐振功率放大器9Ubz理想化晶体管输由特性的放大区，动态特性为一条直线，ic由式（4.3.4）决定；而当UbeUbz时,iC=0。2动态特性曲线假设：已知谐振功率放大器晶体管的理想化输由特性和外部电压Vcc、Vbb、Vbm和Vcm的值，如何求生动态特性曲线

9、及输由电压、电流波形。通常可以采用截距法和虚拟电流法。1）截距法在输由特性的Uce轴上取一点B,满足:0t=日（与通角）iC=0UCEUoVbmVcc一UBzVcmVbbVe过B点作斜率为gdVbm.9cv的直线父Ubemax=VBBVbmcm于A点，所以AB线为UbeaUbz时放大区的动态特性曲线；在UbeUcEsat时，在任何时刻晶体管都工作在放大区，对应于UCE最小值和UBE最大值的A点处于放大区,这种工作状态称为I欠压状态，I对应于图415中的AQ,此时R和Vcm都较小。式中UcEsat为临界饱和电压，是UBEmax线与临界饱和线打。的交点所对应的UCE值2）当UCEmin-UCEsa

10、t时这种工作状态称为临界状态对应于图415中的A2Q。3）当UCEmin-UCEsat时,晶体管工作有部分时间进入饱和区，得到相应的动态线AQ,此时iC由现凹陷。其原因在于：丙类功放的负载是谐振回路，具有良好的选频能力，谐振回路两端的波形是连续的正弦波形，工作点达到A后,Ube还没达到最大值，Vcm也未达到最大值，还未输由完整的正弦波形，Ube要继续增大、Uce进一步减小，一直达到由UCEmin与UBEmax决定的A点，完成输由连续的正弦波形，此时，晶体管进入饱和区，如图415所示。进入饱和区之后，Uce任何微小的变化会导致ic迅速下降，工作点沿着临界饱和线从A下移到A点，A与A点具有相同的U

11、cEmin。实际上，A点并不存在，画由A点只是为了我生相对应的UcEmin,从而确定实际工作点为A,这种工作状态为过压状态。对应集电极电流是一个有凹陷的余弦脉冲。峰值对应于A,谷点对应于A。如果负载是电阻，则电流波形不可能由现凹陷。余弦电流脉冲一旦由现凹陷，余弦电流脉冲波形分解系数求直流分量、基波分量等不再适用。2丙类功率放大器的负载特性当Vcc、Vbb、Km、gc、Ubz一定的条件下，Q点固定不变。随着Rz增加，A点由A移到Mm如图415所示，也就是说，随着Rz增加，丙类功率放大器的工作状态由欠压状态变到临界状态，然后进入过压状态。原因：cose=(Ubz.监%勿不变，导通角9为常数，因此g

12、d的绝对值与Rz成反比。课本图3.2.7丙类功率放大器的负载特性T。欠压临界tffE4解释图3.2.7在欠压区，R增加A点在Lmax上由A移向4,处于放大区UCE对ic的影响很小，UBEmax基本与横轴平行。所以bmax变化不大,略有下降，如图415所示。1clm,ICO基本保持不变，Vm=1Po=VC1m2mR1随七增加近似线性增大。/Ry),所以在欠压状态下,REVcm均按线性增加，而月随隹线性增加。Vcc不变,RJ曾加日Ico略有下降，Pd=VccIco也略有下降。因为PD基本不变，PO随Rz线性增加，PC=Pd-Po,所以Pc随用增加而减小”=%随Rz增加而增大，以上分析可得由如下结论

13、：1)在欠压工作状态的大部分范围内，输由功率PO和集电极效率都较低，在欠压严重时，R很小，Vcm很小，巳很小，UCE很大。PD基本上都消耗在集电结上，集电极损耗极大，会导致晶体管烧毁，必须尽量避免谐振回路严重失谐导致负载短路。由图3.2.7可见，在欠压区，电流Ic1m不随R变化,因此欠压状态的放大器可看作一个恒流源。2）临界状态时，ic仍为一余弦脉冲，其幅值icmax较大，和欠压区基本相同，但此时/很大，近很小，因此，放大器在临界状态下输由功率大，放大器效率也较高。临界状态是丙类功放的最佳状态，通常将功率放大器在临界状态时相应七用1,表示。工程上这月由下式近似确定(4.3.11)的值称为谐振功

14、率放大器的匹配负载,个电阻值可以根据所需输由信号功率1城.1(Vcc-VcEsat)221r2p3）过压状态弱过压状态时，输由电压基本不随迂变化，过压状态的放大器可视为恒压源，这时集电极效率最高,深度过压时，ic波形生现严重凹陷，输由基波减小，谐波增多，设计中应尽量避免。4.3.3 高频功率放大器的调制特性高频功率放大电路的调制特性分为基极调制特性和集电极调制特性。1集电极调制特性定义：在Vbb、gc、Ubz、Vbm、RZ不变的条件下,放大器性能随Vcc变化的特性，称为集电极调制特性。课本图3.2.10的解释看桂在网上的PPT结论很重要：由图417(b)可见，在欠压区，改变Vcc对Vcm影响不

15、大，只有在过压区，Vcc才能有效的控制Vcm,从而实现调幅。所以集电极调幅电路应工作在过压区。图417高频功率放大器的集电极调制特性2基极调制特性定义：|在Vcc、gc、Ubz、Vbm、R不变的条件下，放大器性能随Vbb变化的特性，称为基极调制特性。为了使晶体管工作在丙类状态，基极电源Vbb0或0VbbUbz,增大Vbb意味着从负值向小于Ubz的正电压变化。课本图3.2.9的解释看桂在网上的PPT如图4-17(b)所示。进入过压工作状态后，集电极电流脉宽和高度均增加，但ic由现凹陷，且随Vbb增加凹陷加深，使Icim减小，而UBEmax增加使得11m增加，这二种趋势相互中和，使Iclm和Vcm

16、基本保持不变。结论很重要：由基极调制特性可看由，在过压状态下，基极电压Vbb改变时，Vcm基本保持不变；只有在欠压状态时，Vcm随Vbb单调变化。所以|高频功放只有工作在欠压区才能一有效地实现Vbb对输由电压Vcm的调制，也就是说基极调幅电路应工作在欠压区。图417高频功率放大器的基极调制特性4.3.4 高频功率放大器的放大特性定义：在Vcc、Vbb、gc、Ubz、R不变的条件下，放大器性能随Mm变化的特性，称为放大特性。丫而改变时，对功放性能的影响与基极调制特性相似。它们都使UBEmax随之增大，对应的集电极脉冲电流ic的幅度和宽度均增大，放大器的工作状态由欠压工作状态进入到临界工作状态，最

17、后进入过压工作状态，如图418所示。在欠压状态时，Vcm随Vg近似线性地增大；进入过压状态后，集电极电流由现凹陷，且随着V的增大，脉冲宽度增加，凹陷加深。因此ICO、Icim和V5随Vbm变化的特性与基极调制特性类似。图4一19给由线性功率放大器和振幅限幅器的作用。由放大特性可知，在欠压区，当丫而增大时，icmax和日都随之增加，导致1CO、1cim和Vcm随Vbm的增大是非线性的，使放大特性产生失真，所以丙类谐振功放只能放大高频等幅信号（如载波、调频和调相波）。若把谐振功率放大器作为线性功率放大器，用来放大调幅信号，如图418所示，为了使输由信号振幅Vcm线性的反映输入信号振幅Vbm的变化，

18、不仅应使放大器必须在Vbm变化范围内工作在欠压状态，还应设法消除丙类功放由于Vbm的增大而产生的放大特性失真。实际电路中除了采用负反馈等措施来消除放大特性失真外，还普遍采用乙类工作的推挽电路，以使集电极电流脉冲保持半个周期（即日保持不变），此时Vcm和M成线性关系。由图419可知，谐振功率放大器用作振幅限幅器时，需将振幅在较大范围内变化的输入信号转换为振幅恒定的输由信号，这时放大器必须在Mm变化范围内工作在过压状态，也就是说，输入信号振幅的最小值应大于临界状态所对应的Vg值，通常该值称为限幅门限值。图419线性功率放大器和振幅限幅器的作用4.3.5 高频功率放大器的调谐特性前面讨论的负载特性，

19、放大特性，调制特性都是假设负载回路处于谐振状态，因而负载呈现为纯电阻。在实际使用中，不可能回路正好处于谐振状态，必须进行调谐，一般是通过改变电容C来实现的。定义：功放的电流IcO/C1m和V5等随电容C变化的特性称为调谐特性。利用调谐特性可以指示放大器是否处于调谐状态。当回路失谐时，无论感性失谐（谐振回路阻抗呈感性），还是容性失谐（谐振回路阻抗呈容性），阻抗4模值都将小于R.（即Z,：R）,并联谐振在失谐严重时，相当于短路。一般功放调谐时都工作在弱过压状态。当回路失谐时，由于ZgR,功放向临界及欠压态变化，此时IcO,Ic1m增大，直流功率HD较大，而交流输由P。=2VcrJdmCOS中,式中

20、平为失谐引入的附加相移，失谐使Icim增加，但Vcm减小，（2土减小），因此有PO下降，而耗散功率PC迅速增加。图4-20给由丙类功率放大器的调谐特性，利用这种调谐特性可以指示放大器是否调谐。负载回路实现调谐的标志，无论向哪个方向改变C,ICO/C1m都增加，标志着回路已调谐了。cm在实际功放调谐操作过程中使用的方法:因ICO变化明显，且可使用直流电流表来指示，所以通常采用监控ICO指示调谐；由于失谐后，PC迅速增加，因而调谐过程中动作尽可能迅速，使晶体管处于失谐状态的时间尽可能短。为避免调谐过程损坏晶体管，在调谐时，应降低Vcc,减小激励电压Vbm图4-20丙类功率放大器的调谐特性4.4高频

21、功率放大电路直流馈电电高频功率放大器的管外电路由两部分构成：路和滤波匹配网络4.4.1 直流馈电电路直流馈电电路指的是把直流电源馈送到晶体管各极的电路，它包括集电极馈电电路和基极馈电电路两部分。集电极、基极馈电电路都有串联馈电(简称“串馈”)和并联馈电(简称“并馈”)两种基本形式。串fo是指晶体管，谐振回路，直流电源三者串联；目司是指晶体管,谐振回路，直流电源三者并联。无论哪一种馈电方式，都要遵循共同的准则。(1)直流能量有效地加到晶体管集电极回路或基极回路上，不应再有其它损耗直流能量的元件，设计良好的馈电电路交流阻抗应较大，从而使达到电源的高频信号及其谐波分量尽可能的小，以免造成电源电压波动

22、，这种波动会干扰共用电源的正常功能，从而造成系统工作性能的降低，甚至不稳定。为此，馈电电路应设计成对交流开路，对直流短路。实际馈电电路中经常接入退耦电路，由耦合电容和隔交通直的高频扼流圈构成。也就是说，要保证直流有自己的通路，而这个通路不应有交流信号流入，如图4-21(a)所示。(2)高频基波分量Ici应有效的流过负载回路，以产生所需要的高频输由功率，除了输由回路以外的电路，应尽可能小的损耗基波分量的能量，也就是说，除输由回路以外的电路对来说应该是短路，具等效电路如图4-21(b)所示。(3)除倍频器外，高频谐波属于滤除对象，不应消耗功率，即所有电路都应对其呈现短路，具等效电路如图421效通路

23、高我谐波等效通路(c)所示。.ccUi直流等效通路图421馈电电路对不同电流分量的等效电路1集电极馈电电路功能：将直流电源VCC无耗地加在功放管集电极上。集电极馈电电路分串馈和并馈两种，如图422给生了两种馈电方式。图中LC为负载回路，LC为高频扼流圈RFC(RadioFrequencyChoke)。它对直流可近似认为是短路的，对高频则呈现很大的阻抗，可近似认为是开路的，用于阻止高频电流流入电源。cp是高频旁路电容，cc是隔直耦合电容。CCC对高频应呈现很小的阻抗相当于短路。要求Xrfc=6Lc之(50100)X%C11Xcc=-R(4.4.1)CCc50100式中RZ是谐振回路的等效谐振电阻

24、。HI串联捌也I必联谆电图422集电极馈电电路无论串馈还是并馈，直流电压与交流电压总是串联的，且心的一端必须接地，否则电源的分布参数将限制工作频率的提高。从图4-22可看由,基本关系式UCE=VCC一%。0s3对于两种电路都是成立的。串、并馈电电路的优缺点：并馈电路中，馈电支路与谐振回路并联，馈电支路的分布电容将使放大器c-e端总电容增大，限制了放大器在更高频段上工作。串馈调谐回路通过旁路电容心直接接地，处于高频低电位，所以馈电支路的分布电容不会影响谐振回路的工作频率，串馈适合于工作在较高的频率，并联馈电一般适用于低频电路。串馈的缺点：调谐回路处于直流高位，有时大功率高频谐振功放级采用电子管，

25、VCC达数千伏。调整时容易触上高压，发生危险。而并馈可避免该危险。2基极馈电电路基极馈电电路也可分为串馈和并馈两种。对基极馈电电路的基本要求是，输入信号电压u应有效的加到基极和发射极之间，而不被其它元件旁路或损耗。直流偏置电压B应有效的加到基极和发射极之间，而不被其它元件所旁路。固定偏置电路如图423所示。图中CP是高频旁路电容，Cc是隔直耦合电容，LC为高频扼流圈RFC。为了使功放工作于丙类，基极偏置电压一般要加上负偏压。若采用固定偏置电路，意味着需要一组负电源提供装置，这往往给馈电带来麻烦。为了避免这种麻烦，因此实际工程设计中较少使用固定偏置电路。丙类功率放大器中经常采用自给偏置的方式来获取基极偏置电压。通常有三种方式产生基极偏置电压，分别是自给基极偏置、自给发射极偏置和零偏置，如图424所示。自给偏压是指利用射极电流或基极电流的直流成分通过一定的电阻而造成的电压作为放大器的自给偏压。21申联惯电中I并依爆也图4-23基极馈电电路基极自给偏置发射极自给偏置零偏置图424几种常用的自给偏置电路(a)自给基极偏置利用基极电流在基极电阻上产生偏压，如图4-24(a)所示。基本原