反激式开关电源中变压器分布电容产生的共模干扰研究

1、反激式开关电源中变压器分布电容产生的共模干扰研究柏树青杨慧娜( 华北电力大学电气与电子工程学院，北京 102206)摘 要 以反激式变换器为研究对象，在仔细分析了变压器原副边之间分布电容对共模干扰作用的基础上，建立了共模传导干扰耦合通路模型。在考虑了变压器线圈绕组的电位分布的情况下，提出了一种计算变压器初、次级绕组间等效共模寄生电 容的方法。根据模型，重点分析了变压器的绕组结构及变压器与外电路的连接方式对系统中的共模干扰产生的影响。最后， 提出了一种共模干扰滤波器，并用软件进行了仿真验证。关键词 反激变换器变压器分布电容 共模干扰文献标志码 A干扰抑制中图法分类号TM56;随着电力电子技术与计

2、算机技术的快速发展，大大的提高了开关电源的开关频率以及功率密度。 当功率半导体器件快速通断 时，会 造 成 很 大 的 du / dt，di / dt，du / dt 与 di / dt 会通过电路中的线路、 寄生电容、杂散电感等多种耦合效应流入电网，造成 传导干扰1。通常认为，开关电源中功率半导体器 件上的高频电压跳变，通过变压器原副边之间的分 布电容，形成共模噪声干扰。因此，变压器原副边之 间的寄生电容是产生共模电流的主要因素2。文献3以反激式开关电源为研究对象，建立 了相应的共模传导噪声耦合路径模型及变压器分布 电容模型，重点研究了二次侧干扰源对整个电路系 统的影响。并且利用传统的在变压

3、器初、次级绕组 之间加屏蔽的方法来抑制共模干扰。虽然该种方法大大的降低了变压器原副边之间的分布电容，有效 的抑制了共模干扰，但是加屏蔽会导致变压器的体 积增大，产生额外的损耗。所以为了避免加屏蔽层， 可以通过改变变压器绕组结果以及变压器与外电路 的连接方式来减小共模干扰。文献4对反激式变 换器的每一个元器件建立了高频模型，把这些模型 组合起来后，用 PSpice 软件进行模拟仿真，并对比 分析了散热片对地电容，变压器漏电感等参数对干 扰大小的影响。但是该文献没有考虑高频变压器原副边之间的寄生电容的影响，实际上，变压器原副边 之间的寄生电容对共模干扰有很大的影响，因此需要深入的研究。以反激式开关

4、电源为研究对象，首先明确了高 频开关电压作用下的变压器原副边之间分布电容是 共模噪声的重要耦合通道的基础上，建立了共模传 导干扰耦合通路模型。由于变压器绕组上的电压不 均匀分布，等效共模寄生电容不等于变压器原副边 间结构电容，因此提出了一种计算变压器初、次级绕 组间等效共模寄生电容的方法。其次重点分析了不 同的变压器的绕组结构及变压器与外电路的连接方 式对系统中的共模干扰的影响。最后根据模型，提 出了一种共模干扰滤波器，并用 PSpice 软件模拟 仿真。反激变换器中的共模干扰共模传导干扰耦合路径分析文献5只把变压器原边开关管看成共模干扰11. 1源，忽略了副边的二极管。其实变压器副边二极管两

5、端也存在电压跳变，尤其是变换器的输出电压越 高，二极管产生的干扰就更不能忽略。图 1 是反激 式变换器的共模噪声耦合路径分析原理图。其中Cps 表示变压器一次绕组靠近开关管漏极那一端对 二次绕组的耦合电容，Csp 表示变压器二次绕组靠 近二极管阳极那一端对一次绕组的耦合电容。C0 表 示负载端对大地的耦合电容。为了研究变换器中变 压器分布电容对共模传导噪声耦合通路特性的影 响，可以通过将开关管散热片接变压器原边地或副 边地而旁路，避免由开关管与散热片之间的寄生电 容耦合的噪声传到线性阻抗稳定网络上。则变换器2014 年 4 月 20 日收到第一作者简介: 柏树青( 1988) ，男，硕士研究生

6、。研究方向: 电力 系统电磁兼容。E-mail: baisqing 126 com。27 期柏树青，等: 反激式开关电源中变压器分布电容产生的共模干扰研究59图 1 反激式变换器的共模噪声耦合路径分析原理图Fig 1 Schematic diagram on common-mode noise coupling path of flyback converter中主要有 2 条主要共模传导噪声路径，如图 1 所示。一路由功率开关管 Q1 干扰源经 Cps 、C0 与 LISN 构 成通路，另一路由二极管 D1 干扰源经 Csp 、LISN 和 C0 构成通路。两条共模干扰耦合通路上均有变压 器

7、。因此在隔离型开关电源中，变压器一、二次侧绕 组之间的分布电容是产生共模电流的主要因素，通 常以变压器一、二次侧之间的等效共模电容来描述 变压器的共模干扰耦合通路。不考虑回路中的寄生阻抗，则反激变换器的共 模干扰耦合通路模型如图 2 所示。图中，Cps ，Csp 分 别为变压器在回路 1 和回路 2 的等效共模寄生电 容; Vds 为功率开关管 Q1 漏极与源极之间的电压， Vdio 为输出二极管 D1 两端的电压，电阻 是 LISN 的等效共模电阻。变压器二次侧绕组上的干扰电压也呈线性分布，则可以得到变压器原副边分布电容上所产生的共模电6，7流也呈线性分布。由于变压器绕组上的电压不均匀分布，

8、因此变压器的等效共模电容不等于结构电容 Cm 。为了便 于分析，假设变压器的一、二次侧均采用单层绕组， 且没有屏蔽层结构。如图 3 所示，L1 为变压器原边 绕组长度，L2 为变压器副边绕组长度，k 表示分析 的位置与 B 或 D 点的距离。则开关管 Q1 与二极管 D1 所产生的共模电流分别为Cmd( Vds ·k / L1 ); 0 k L1( 1)i1= ·L1dtC m dVdio ·( L2 k) / L2; 0 k L2( 2)i2= L ·dt2则总的共模电流为L1L2= i1 dk + i2 dki=00dVdsdVdio 1 2 Cm

9、( dVds dVdio ) = Cps( 3) Cspdtdt所以求得回路 1，回路 2 的等效共模电 容 Cps= ( 1 /2) Cm 。共模干扰的抑制Csp2图 2 反激变流器共模干扰耦合通路模型Fig 2 Model on common-mode EMIcoupling path offlyback converter2. 1减小分布电容及高频电压跳变 dv / dt由于共模干扰是电路中的干扰源在开关过程中 产生的高频电压跳变对变压器一、二次侧绕组之间 的分布电容进行充放电，所产生的干扰电流流入变 压器副边，并经负载对地电容进入 LISN 所引起的。1. 2等效共模寄生电容的计算方法

10、用 PExprt 软件设计变压器模型，再跟有限元软 件 Ansoft Maxewll 连接对该模型进行仿真运算得到 的变压器原副边分布电容是原副边之间的结构电容 Cm 。结构电容只与绕组相对面积和绕组间的绝缘间 距等物理结构参数有关，而变压器等效共模寄生电 容是与变压器绕组的电位分布有关的。变压器一次侧绕组上的干扰电压呈线性分布，共模噪声电流 icmC( dv / dt) ，因此可以从减小变=压器原副边寄生电容及干扰源产生的高频电压跳变dv / dt 两方面入手来抑制共模干扰。文献8，9都采用了在原副边线圈之间加入铜 箔作为屏蔽层，从而达到减小分布电容的目的。但60科 学技术与 工 程14 卷

11、图 5( a)三明治结构Fig 5( a)Sandwich stucture图 5( b)传统结构Fig 5( b)Traditional structure图 3 反激变换器中变压器的噪声电流分布Fig 3 Noise current distribution of transformer for flyback converter共模干扰。dv / dt 除了与电路拓扑的特性有关外，还与变压器绕组的出线端子与外电路拓扑的连接方式 有很大关系。参照图 1 和图 4，把出线端子 Np1 与 A 连接，Np2 与 B 连接，Ns2 与 C 连接以及 Ns1 与 D 连 接，则 A 处，B 处，C

12、 处，D 处的电压分别为 VA 、0、0、 VD 。变流器中变压器绕组上的电压是呈线性分布 的，则变压器各层绕组的电压分布示意图如图 6 所示。是，屏蔽层除了会增大变压器的体积外，还会产生额外的损耗，当变压器有很多层且一、二次绕组交错绕 制时，就会需要很多屏蔽层，这在实际应用中是不可 取的。图 4 是变压器原副边绕组间寄生电容示意 图，原副边绕组间分布电容除了与线圈层间距、层间 绝缘材料以及绕线粗细有关外，还与绕组的排列布 局有很大关系。通过改变变压器原副边线圈的排列 结构，可以改变一、二次绕组间的分布电容大小，从 而改变电路系统中的共模干扰大小。图 6 变压器各层绕组的电压分布Fig 6 T

13、he voltage distribution on each layer winding of transformer其中，p 、s 分别是变压器初级、次级线圈的匝数;p2 、p3 分别是原边绕组 Tp2 层、Tp3 层的匝数。基 于以上分析，可以得到变压器绕组电压分布与变压 器绕组结构有关系，即通过改变绕组的层数或每层 的匝数可以改变绕组上的电压分布。开关电源中的变压器绕组结构一般都是分段分 层绕制。如图 4 所示，反激式开关电源中的变压器 初级绕组是绕制成多层结构的，初级绕组的最外层Tp1 与外电路拓扑的 A 处连接或者最里层 Tp3 与外电 路拓扑的 A 处连接，这两种不同的接线方式会

14、对系统中共模干扰的大小有很大的影响。当初级绕组的 最外层 Tp1 与 A 处连接时，Tp1 层上的分布电压比 Tp3 层上的分布电压高很多，即 Tp1 上的 dv / dt 比 Tp3 上的 dv / dt 高很多，但是初级绕组 Tp1 层与次级绕组 的之间的分布电容很小，可以忽略不计。所以该种 连接方式不会引起很大的共模噪声电流。同理，当图 4 变压器原副边绕组间的分布电容Fig 4 The distributed capacitance between the primary and secondary windings of the transformer为了实现初级与次级绕组间的紧密耦

15、合，减小变压器漏感，在设计变压器绕组结构时，可以采用三 明治结构，即交错绕制方法，如图 5 ( a) 所示。但采 用交错绕制后，初级与次级绕组正对的面积变大，导 致原副边绕组间分布电容变大，从而在电路系统中产生更大的共模干扰。为了减小电路中的共模干扰，可以采用如图 5( b) 所示的绕组排列布局。基于 以上分析，为了使漏感大小及绕组间寄生电容产生 的共模干扰都符合系统要求，在设计变压器绕组结构时需要折衷考虑。由于变换器的共模噪声电流 icm= C( dv / dt) ，所以可以通过减小电压跳变 dv / dt 来抑制电路中的图 8 仿真电路图Fig 8 The simulation diagr

16、am27 期柏树青，等: 反激式开关电源中变压器分布电容产生的共模干扰研究61初级绕组最里层 Tp3 与 A 处连接时，Tp3 上的分布电压比 Tp1 上的分布电压高很多，即 Tp3 上的 dv / dt 比 Tp1 上的 dv / dt 高很多，Tp3 层绕组与次级绕组是相 邻的，它们之间的分布电容很大。开关过程中有高电压跳变对大分布电容进行充放电，根据 icm= C·( dv / dt) ，会产生很大的共模电流，从而造成很大的共模噪声干扰。所以当变压器初级绕组是多层结构 时，一般都将靠近次级绕组的那层接线端子接在外 电路拓扑电压跳变较小的那端10。采用 EMI 滤波器要抑制开关电

17、源 EMI 信号的传导干扰和辐射 干扰，滤波是一种有效措施。一般电源线上的传导 干扰均可分为差模干扰和共模干扰两种形式，因此 在采取 EMI 滤波器时，必须把这两种不同的干扰信 号区别开来，从而有针对性地采取相应的滤波器。 由于变压器原副边之间的寄生电容是产生共模电流 的主要因素，所以本文采用共模干扰滤波器。为了使系统中的共模干扰信号满足电磁兼容标 准，需要在 LISN 与输出端之间接入共模干扰滤波 器。滤波器结构如图 7 所示。L1 是滤波扼流圈，在同一磁芯上绕两个匝数相同的线圈，且绕向一致。当输入电流流过 L1 时，产 生大小相等，方向相反的磁通，所产生的磁场相互抵 消，因此该扼流圈对差模

18、干扰不起作用。但是 L1 对 于相线与地线间的共模干扰信号，相当于一个大电 感，对电路系统中的共模传导噪声有很好的抑制作 用。L1 两端的并联电容 C1 ，C2 是 X 电容，能有效抑 制电路中的共模传导噪声。变流器输出端分别对地 并接的电容 C3 ，C4 是 Y 电容，提供一个低阻抗回路， 对共模传导噪声起旁路作用。知道共模干扰滤波器 中各个元器件的作用，还必须对各个元器件的参数2. 2图 7 共模噪声抑制滤波器Fig 7 Filter for reducing common-mode noise进行适当的设置，才能有效地抑制共模干扰。共模扼流圈 L 的取值范围通常是( 1 10 )mH;

19、C 、C112的取值范围一般在( 0. 1 2) F; C3 、C4 是 Y 电容，受安规最大漏电流的限制，取值不能太大，通常在 ( 1 4. 7) nF。仿真分析以 220 V 输入，303W 输出，工作频率为V /60100 kHz，采用峰值电流控制，工作于 DCM 模式的反激变换器为研究对象。用 PExprt 软件设计反激变换器中的变压器，匝比为 N= 5，绕组布局采用 Nps三明治结构，如图 5 ( b) 所示。用 PExprt 软件跟有限元软件 Ansoft Maxewll 进行连接对该变压器模型进行仿真运算得到的变压器原副边的结构电容 C=m72. 71 pF，基于以上分析，则 C

20、= C= ( 1 /2) C=ps spm36. 305 pF。根据反激式开关电源中各个元器件的高频模型以及变压器原副边的等效共模分布电容参 数，用 Pspice 软件搭建了反激式变换器共模传导干 扰的仿真电路，如图 8 所示。62科学技术与工程14 卷图 9 采用三明治绕组结构的共模电压及频谱波形Fig 9 Common-mode voltage and spectrum waveform on using sandwich winding structure当变压器绕组布局采用三明治结构，如图 5 ( a)当驱动电压 V3 由 0 V 上升到 10 V 时，开关管MOSFET 将导通，MO

21、SFET 产生的高频电压跳变对变 压器初、次级之间的等效共模分布电容进行充放电， 所产生的干扰电流流入变压器副边，并经负载对地分所示。等效共模寄生电容 Cps= = 36. 305 pF。Csp运行软件仿真程序得到图 9 所示波形图。27 期柏树青，等: 反激式开关电源中变压器分布电容产生的共模干扰研究63图 10 不考虑变压器原副边间分布电容时的共模电压Fig 10 The common-mode voltage without consider distributed capacitance between the primary and secondary windings of the

22、 transformer布电容耦合到线性阻抗稳定性网络( LISN) ，形成一个有些尖刺的小矩形共模干扰电压波形。如图 9 左 边椭圆所示。当驱动电压 V3 由 10 V 下降到 0 V 时， 开关管 MOSFET 将关断，但是由于变压器存在漏电 感，电流不能突变，还将维持一小段时间对变压器初、 次级之间的等效共模寄生电容充电，产生一个电流尖 峰。并且会在变压器漏感上产生感应电动势，叠加在 变压器初级绕组的关断电压上，形成电压尖峰。开关 管 MOSFET 完全关断时，变压器初、次级之间等效共 模寄生电容就开始对外放电，干扰电流经接地线进入 LISN。由于高频时，耦合路径中存在寄生电感和寄生 电

23、阻，所以会产生震荡谐波分量，也会不断的消耗能量，形成衰减震荡波形。如图 9 右边椭圆所示。副边二极管作为另一路共模噪声耦合路径的干扰源，其产 生共模干扰的过程与开关管 MOSFET 类似。当不考虑变压器原副边分布电容时，得到的共模 电压波形如图 10 所示。比较图 9( C) 与图 10 的共模 电压波形可知，没有考虑变压器原副边分布电容时， 产生共模干扰电压很小，与 0 接近。所以变压器初、 次级之间的寄生电容是产生共模电流的主要因素。在 PExprt 软件中将变压器三明治绕组结构改 为传统式绕组结构，如图 5( b) 所示。等效共模寄生电容 Cps= Csp= 9. 355 pF 仿真得到

24、的共模电压波形如图 11 所示。图 11 采用传统式绕组结构的共模电压波形及频谱波形Fig 11 Common-mode voltage and spectrum waveform on using traditional winding structure64科 学 技 术 与 工 程14 卷图 12 接入共模滤波器后的共模电压波形Fig 12 The common-mode voltage waveform after using common-mode filter对比图 9( d) 与图 11( b) 的频谱波形图，可以看出明显的差别，图 11 中的干扰频谱比图 9 中的干扰 频谱小。

25、这是由于改变了变压器的绕组结构，使变 压器原副边之间的分布电容减小了，从而减弱了电 路系统中的共模干扰。因此验证了通过改变变压器 绕组结构，也可以改变电路系统中的共模干扰。Electronics，2011; 26( 5) : 15221533孟培培 . 隔离型功率变流器共模传导干扰建模与预测方研究 杭 州: 浙江大学电气工程学院，2012Meng P P. Common-mode conducted electromagnetic interference modeling and prediction for isolated power converters Hangzhou: Zheji

26、ang University School of Electrical Engineering，2012 林思聪，陈 为 . 反激式开关电源共模传导反射模型的分析与应 用 电气应用，2005; 24( 2) : 119122Lin S C，Chen W. Analysis and application of common-mode EMI model of aflyback switch mode converter Electrotechnical Applica- ton，2005; 24( 2) : 119122童跃光 . 开关电源传导干扰仿真分析 济南: 山东大学，2007Tong

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28、er Jour- nal of East China University of Science and Technology( Natural Sci- ence Edition) ，2007; 33( 4) : 589592郑长泵 . 开关电源传导型电磁干扰仿真平台研究 杭州: 浙江大 学，2013Zheng C B. A simulation platform for conducted EMI of switched- mode power supply Hangzhou: Zhejiang University，2013Mohammad B. Shadmand，obert S. Ba

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30、 evaluation method of transformer behaviors on the suppression of common-mode conduction noise in switch mode power supply Proceedings of the CSEE，2012; 32( 18) : 7379Yang Yuchen，Huang Daocheng，Lee F C. et al Transformer shiel-ding technique for common mode noise reduction in isolated convert- ers B

31、lacksburg: Energy Conversion Congress and Exposition ( EC- CE) ，2013: 41494153Kong Pengju Lee F C. Transformer structure and its effects on com- mon mode emi noise in isolated power converters Blacksburg: Ap- plied Power Electronics Conference and Exposition( APEC) ，2010:1424142923= 9. 355 pF，在等效共模寄

32、生电容 Cps=CspLISN 与输出端之间接入如图 7 所示的共模干扰滤波器后，得到的共模干扰波形如图 12 所示。对比图11( a) 与图 12，可看出抑制效果非常明显，从而证明 了该方法的有效性。4结论( 1) 以反激式变换器为研究对象，考虑到原边 开关管与副边二极管都是共模干扰耦合路径的干扰 源，则变换器中主要有 2 条主要共模传导噪声路径。 一路由功率开关管 M1 干扰源经 Cps 、C0 与 LISN 构 成通路，另一路由二极管 D1 干扰源经 Csp 、LISN 和 C0 构成通路。( 2) 由于变压器绕组上的电压不均匀分布，因 此变压器的等效共模电容不等于结构电容。在考虑 了变

33、压器绕组电位分布的情况下，提出了一种计算 等效共模电容的方法。为后面的变压器原副边等效 共模分布电容的计算提供了理论基础。( 3) 研究了变压器的绕组结构及变压器与外电 路的连接方式对系统中的共模干扰产生的影响，为 文中提出的抑制共模传导噪声的方法提供了理论 依据。( 4) 采用在 LISN 与输出端之间接入共模干扰 滤波器的方法，然后进行仿真，仿真结果验证了该方 法能有效地抑制共模干扰。45678910参 考 文 献1 Kong Pengju，Wang Shuo，Lee F C，et al educing common-modenoise in two-switch forward conv

34、erter IEEETransactions on Power27 期柏树青，等: 反激式开关电源中变压器分布电容产生的共模干扰研究65Analysis on Common-mode Conducted EMI Caused by DistributedCapacitance of Transformer for Flyback Switched Mode Power SupplyBAI Shu-qing，YANG Hui-na( School of Electrical and Electronic Engineering of North China Electric Power Univ

35、ersity，Beijing 102206，P. . China)Abstract A common-mode conducted EMI model of a flyback converter is built after detailed analysis about theeffect of distributed capacitance between the primary and secondary windings of the transformer on common-mode noise. A computational method about equivalent c

36、ommon-mode stray capacitance between the primary and seconda- ry windings of the transformer is proposed after consider the effect of potential distribution along winding turns. Based on the model，more attention is paid on the effect of winding strategy and different ways of connection of transforme

37、r with external circuit on common-mode EMI. Finally，in order to reduce common-mode noise，a com- mon-mode filter is introduced. The above analysis is verified by softwareKey words flyback converterEMI mitigationstray capacitance of transformercommon-mode EMI檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸檸

38、檸檸檸( 上接第 48 页)Evaluation of Foam-polymer Composite SystemPerformance and Long Term StabilityGUO Cheng-fei1，2 ，LI Hua-bin1，2* ，WU Xiao-feng2 ，LI Fei-yang2 ，WANG Jia-ying3( State Key Laboratory of Oil and Gas eservoir Geology and Exploitation in Chengdu University of Technology1 ;College of energy res

39、ources of Chengdu university of technology2 ;CNPC Chuanqing Drilling Engineering Company Limited3 ，Chengdu 610059，P，. China)Abstract The effect of foam stabilizer on XHY-4 foam system by the performance of composite foam system andlong-term stability experiments is studied. The experimental results