无线通信系统物理层的传输方案设计

1、精选范本 ,供参考！（无线局域网场景）一、 PBL 问题二：试设计一个完整的无线通信系统物理层的传输方案，要求满足以下指标：-51. Data rate : 54Mbps, Pe=10 with Eb/NO less than 25dB2. 20 MHz ban dwidth at 5 GHz freque ncy band3. Channel model :设系统工作在室内环境， 有 4 条径，无多普勒频移，各径的相对时延为：0 2 4 6，单位为 100ns，多径系数服从瑞利衰落， 其功率随时延变化呈指数衰减：0 -8 -16 -24。请给出以下结果：A. 收发机结构框图，主要参数设定B.

2、 误比特率仿真曲线（可假定理想同步与信道估计）二、 系统选择及设计设计1、系统要求20MHz 带宽实现 5GHz 频带上的无线通信系统;速率要求：R=54Mbps ；误码率要求：Pe =10A（-5）。2、方案选取根据参数的要求，选择 802.11a 作为方案的基准，并在此基础上进行一些改进，使实际的系统达到设计要求。802.11a 中对于数据速率、调制方式、编码码率及 OFDM 子载波数目的确定如表1 所示。Data rate(Mbits/s)ModulationCodi ng rate(R)Code bits persubcarrier(NBPSC)Coded bits perOFDMsy

3、mbolData bits perOFDM symbol (NDPSC)6BPSK1/2148249BPSK3/41483612QPSK1/229648精选范本 ,供参考！18QPSK3/429672精选范本 ,供参考！2416-QAM1/24192963616-QAM3/441921444864-QAM2/362881925464-QAM3/46288216表 1 802.11a 定义的数据速率、调制方式、编码码率及OFDM 子载波数目的与时延扩展、保护间隔、循环前缀及OFDM 符号的持续时间相关的参数如表2 所示。ParameterValueNSD：Number of data subca

4、rries48NSP：Number of pilot subcarries4NST:Number of subcarries,total52(NSD+NSP)F:Subcarrier frenquency spaci ng0.3125MZ(=20MHz/64)TFFT：IFFT/FFTperiod3.2 卩 s(1/F)TPREAMBLE:PLCP preamble duration16S(TSHORT+TLONG)TSIGNAL:Duration of the SIGNAL BPSK-OFDM symbol4.0 卩 s(TG1+TFFT)TG1：G1 duration0.8 卩 s(TFF

5、T/4)TG2：G2duration1.6 卩S(TFFT/2)TSYM:Symbol interval4 卩 s(TG1+TFFT)TSHORT:Short training seque nee durati on8 卩 s(10*TFFT/4)TLONG:Long training sequenee duration8 卩 s(TG2+2*TFFT)表 21802.11a 定义的与时延扩展、保护间隔、循环前缀及O F D M 符 号 的 持 续 时 间 相关的参数参考标准选择 OFDM 系统来实现，具体参数的选择如下述。3、OFDM 简介OFDM 的基本原理是将高速信息数据编码后分配到并行

6、的N 个相互正交的子载波上，每个载波上的调制速率很低（1/N），调制符号的持续间隔远大于信道的时间扩散，从而能够在具有较 大失真和突发性脉冲干扰环境下对传输的数字信号提供有效的保护。OFDM 系统对多径时延扩散不敏感，若信号占用带宽大于信道相干带宽，则产生频率选择性衰落。OFDM 的频域编码和交织在分散并行的数据之间建立了联系，这样，由部分衰落或干扰而遭到破坏的数据，可以通 过频率分量增强的部分的接收数据得以恢复，即实现频率分集。OFDM 克服了 FDMA 和 TDMA 的大多数问题。OFDM 把可用信道分成了许多个窄带信号。每个子信道的载波都保持正交，由于他们的频谱有1/2 重叠，既不需要像

7、 FDMA 那样多余的开精选范本 ,供参考！销，也不存在 TDMA 那样的多用户之间的切换开销。过去的多载波系统，整个带宽被分成N 个子信道，子信道之间没有交叠，为了降低子信道之间的干扰，频带与频带之间采用了保护间隔，因而使得频谱利用率降低，为了克服这种频带 浪费，OFDM采用了 N 个交叠的子信道，每个子信道的波特率是1/T，子信道的间隔也是 1/T,这时各个子载波之间是正交的，因而在收端无需将频谱分离即可接收。由于 OFDM 允许子载波频谱混叠，其频谱效率大大提高，因而是一种高效的调制方式。OFDM 的频谱如图 1 所示。图 1 OFDM 信号的频谱示意图可以证明这种正交的子载波调制可以用

8、IFFT 来实现。需要指出的是 OFDM 既是一种调制技术，也是一种复用技术。图2 给出了 OFDM 的系统框图，在系统中调制解调是使用FFT 和IFFT 来实现的。图 2 OFDM 系统框图3、参数确定在 OFDM 系统设计中，需要折中考虑各种系统要求，这些需求常常是矛盾的。通常有3 个主要的系统要求需要重点考虑：系统带宽W、业务数据速率 R 及多径时延扩展，包括时延扩展的均方根.ms和最大值max。按照这 3 个系统参数，设计步骤可分为3 步。首先，确定保护时间TG。多径时延扩展直接决定了保护时间的大小。作为重要的设计准则：精选范本 ,供参考！保护时间至少是多径时延扩展的均方根的2-4 倍

9、，即TG_（2-4）.rms。保护时间的取值依赖于系统的信道编码与调制类型。高阶调制（如64QAM ）比低阶调制（如 QPSK）对于 ICI 和 ISI 的干扰更加敏感。，而编码的纠错能力过目越强，越能降低这种对干扰的敏感特性。一旦保护时间确定，则 OFDM 的符号周期也就确定Ts-T TG就可以确定，其中 T 表示1IFFT的积分时间，其倒数就是相邻载波的间隔，即.：f。为了尽可能地减小由于保护时间T造成的信噪比的损失，一般要求符号周期远大于保护时间。但是，符号持续时间并不是越长越好，因这符号持续时间越长，则意味着需要的子载波数目越多，相邻子载波机的间隔就会越小，增加了收发信机的实现复杂度，

10、并且系统对于相位噪声和频率偏移更加敏感，还增大了系统的 峰值-平均功率（PAPR）。在实际系统设计中， OFDM 符号周期至少是保护时间的5 倍，这就意味着，由于引入了冗余时间，信噪比会损失1dB 左右。确定了保护时间和符号周期后，就需要在3dB 的带宽内，决定子载波的数目。一种方法是直接计算，即N =W。另一种方法是，载波数目可以根据总数据比特速率除以每个子载波 承载的比特速率得到。子载波的比特速率与调制类型、编码码率和符号速率都在关系。本系统 采用第二种方法确定子载波的数目具体的参数如下所示:参数设计说明symbol_ num = 10000发送的符号数(number of symbols

11、 to betransmitted )fp = 5e9中心频率(central frequency )fc = 20e6扌由样频率（sampling frequency）Ts= 50e-9抽样时间(sampling time )T0= 2.4e-6data len gth (=48*50e-9)TP= 0.8e-6cyclic prefix(=16*50e-9)TG = 0.8e-6total guard time(=16*50e-9T=T0+TP+TGOFDM 符号周期 4000ns：(满足 TP/T-20% )A = 1amplitude of the recta ngular impul

12、se resp onseN = 64nu mber of carriers of the OFDM system1)首先计算信息量。由R 达到 54Mbps 可以得到每个 OFDM 块需要承载的信息量为:54*10人6*4*10人(-9) = 216bit精选范本 ,供参考！2)选择调制方式。采用64QAM调制， 一个子载波 6bit则需要216/6 = 36个子载波。3)编码。采用 3/4 码率的卷积码编码，所需子载波数目为36/(3/4)=48 个。4)计算传输速率：R=(48*6bit*3/4)/(4000*10A(-9)=54Mbps以上设计满足系统的要求。三、系统实现1、收发机框图根

13、据上述系统设计，收发机框图设计如下图所示:图 3 收发机框图2、系统模块接口数据产生：data_tra nsmit=ra ndin t(1, nu m*symbol_ num);卷积码编码：trel=poly2trellis(3 3 3,7 7 0 4;3 2 7 4;0 2 3 7);精选范本 ,供参考！data_c on v,fstate = conven c(data_tra nsmit,trel);64QAM 调制：data_mod=modulate(data_conv);64QAM 解调：data_demod=demodulate(data_fft_ps);卷积码译码： tble n

14、 = 3*1000; % Traceback len gthdata_receive = vitdec(data_vitdec_in,trel,tblen,trunc,soft,1)。3、程序流程图根据系统设计和收发机框图，编码实现该系统。程序流程如下图所示:精选范本 ,供参考！4、程序清单（见附录）四、系统仿真结果及分析1、64QAM 的星座图:图 5 16QAM 星座图图 4 程序流程图巴吕療|3Scatter plot-1-0.50Iri-Phase118 6 o D6 8 1 - -精选范本 ,供参考！IIII1ut,u1图 6 64QAM 仿真图精选范本 ,供参考！2、经过多径信道的

15、信号波形:图 7 经过多径信道后的输出波形3、在多径信道中叠加 AGWN 后的波形：精选范本 ,供参考！图 7 叠加 AGWN 后的输出波形餵18.4.2011111111o o o O精选范本 ,供参考！4、均衡前:图 8 均衡前的波形5、均衡后：精选范本 ,供参考！图 9 均衡后的波形均衡后各点的幅度变化范围在-7, +7之间，这与星座点取值(-7-7j,，+7+7j)有关。6、误比特率曲线：五、总结1、系统设计总结根据 Matlab 程序运行后的仿真结果，可以得到验证，即: 我们所设计的 OFDM 系统可以满足系统设计要求： 20MHz 带宽实现 5GHz 频带上的无线通信

16、系统； 速率要求：R=54Mbps ;误码率要求：Pe =10A(-5)。2、设计中遇到的问题和解决1）时域均衡时间的选择由数字信号处理的理论可知，只有时域的循环卷积，才等效为频域的线性相乘。所以，均 衡的位置应10101rnmnrnFN误码率曲线误码率曲线ErFErF10LL1_ 1_1015Eb/No (d0)2025图 io 误比特率误比特率Pb，利用转换公式精选范本 ,供参考！该在去 CP 之后，而不能在一开始就进行频域均衡，因为一开始不是循环卷积，不 能等效为频域的线性乘法。因此，频域均衡位置应该在去 CP 之后，FFT 正好是去 CP 之后，所以可以在 FFT 之后进行 频域均衡。

17、2）噪声能量的计算原理文献所给的 Eb/N0 是指接收端的信噪比，加噪声要根据 Eb 的值算出对应的噪声。可以在 经历框图的每一模块时，看其能量是否发生了变化，并将其归一化，保证系统是无源的系统， 不会因此而影响输出结果。注意的是 FFT 和 IFFT 可以对输入它的信号能量进行改变，要进行 一些处理。如信号进行 IFFT 之后的能量会减小为原来的 1/N，要对其进行能量的计算，而FFT之后， 信号的能量会增大为原来的 N 倍，也要进行能量计算， 保证信号通过的都是无源的模块。OFDM 能否克服样值间干扰，样值干扰与 ICI OFDM 消除干扰是在频域中进行的，因为循 环卷积就等于频域的线性相

18、乘，没有收入干扰。所提这里的样值干扰是指时域上的干扰，在时 域看来是有干扰的，并不能消除它；在频域看来，各个子载波是独立的，没有相互间的干扰， 即没有 ICI 。OFDM 消除干扰是在频域中进行的， 因为循环卷积就等于频域的线性相乘， 没有收入干扰。 所提这里的样值干扰是指时域上的干扰，在时域看来是有干扰的，并不能消除它；在频域看来， 各个子载波是独立的，没有相互间的干扰，即没有 ICI。因此， OFDM 系统在时域上是有样值干扰的，但是在频域上没有 ICI 的。附录1、 主程序：文件名： run.m%- 无线通信系统实现 -%*%一、系统要求：% *% 实现 20MHz 带宽 5GHz 频带

19、上的无线通信系统精选范本，供参考！满足速率要求 : R=54Mbps;%误码率要求：在 25dB 信噪比条件下，Pe =10A(-5);%*% 二、参数确定：*% 发送的符号数%中心频率% 抽样频率% 抽样时间% 数据长度 (=48*50e-9)% cyclic prefix (=16*50e-9)% total guard time (=16*50e-9)% OFDM 符号周期 4000ns：(满足 TP/T=20% )% amplitude of the rectangular impulse response% number of carriers of the OFDM system%

20、 -% 由 R 达到 54Mbps 可以得到每个 OFDM 块需要承载的信息量为： %54*10A6*4*10A(-9)=216bit ，采用 64QAM 星座映射，%一个载波承载 6bit，仅需 36 个子载波，采用 3/4 码率，% 所需的子载波数为 48.此时可达到的传输速率为%R=(48*6bit*3/4)/(4000*10A(-9)=54Mbps，符合系统要求。%R=3/4;%编码效率%*clear all; close all; clc;data_carrier_num=48;carrier_num=64;R=3/4; %卷积码的编码效率% symbol_num = 10000;%

21、 fp = 5e9;% fc = 20e6;% Ts = 50e-9% T0 = 2.4e-6;% TP = 0.8e-6;% TG = 0.8e-6;% T=T0+TP+TG;% A = 1;% N = 64;精选范本 ,供参考！i1=0; % 中间变量 err_ratio=zeros(1,31);for EbN0dB=0:1:30 sum_xu=0;for loop=1:100symbol_num=10000; % 符号个数 cp_len=16; % 循环前缀长度% 数据产生 num=64*6*3/4;data_transmit=randint(1,num*symbol_num);% 卷积

22、码编码trel=poly2trellis(3 3 3,7 7 0 4;3 2 7 4;0 2 3 7); data_conv,fstate =convenc(data_transmit,trel);% 采用 64QAM 调制 data_mod=modulation(data_conv);% 数据经过 IFFT 变换 data_ifft_in=reshape(data_mod,64,length(data_mod)/64);data_ifft_out=ifft(data_ifft_in);% 加 CP data_cp=data_ifft_out(size(data_ifft_out,1)-cp_

23、len+1:end),:);data_ifft_out;data_ps=reshape(data_cp,1,size(data_cp,1)*size(data_cp,2);% 输出符号能量的归一化 data_ps=data_ps.*8;Es=1;Eb=Es*1/R*80/64*1/6;N0=Eb./10A(EbN0dB/10);sigma=sqrt(N0/2);% % - 数据经过信道 (down)- %symbol_input=data_ps;% 每径时延功率【 0 -8 -16 -24】 dB 转化成功率值atten_power = 1 0.1585 0.0251 0.0040;% 50n

24、s 样点间隔 每径时延【 0 200 400 600 】 ns 转化成样点数表示 path_delay = 0 4 812;% 求信号幅度衰减，并归一化总功率atten = sqrt( atten_power );atten = atten./sqrt(sum(atten.*conj(atten);% 输出样值序列output = zeros(1,length(symbol_input)+ max(path_delay);h = zeros(1,max(path_delay)+1);精选范本 ,供参考！for k = 1:length(path_delay) signal=symbol_inp

25、ut.*atten(k);output=output+zeros(1,path_delay(k),signal,zeros(1,max(path_delay)-path_delay(k);h=h+zeros(1,path_delay(k),atten(k),zeros(1,max(path_delay)-path_delay(k); endsymbol_output=output;% %- 数据经过信道 (up)- %- add noise (down)-%output=symbol_output+sigma.*randn(1,length(symbol_output)+i*sigma.*ra

26、ndn(1,length(symbol_output);output=output(1:length(symbol_input);%- add noise (up)-% 去 CP temp=reshape(output,cp_len+carrier_num,length(output)./(cp_len+carrier_num);data_fft_in=temp(cp_len+1:end,:);% FFT 变换data_fft_out=fft(data_fft_in);%- 频域均衡 (down)-%h_t=h,zeros(1,carrier_num-length(h);H=fft(h_t);

27、 data_balance=zeros(size(data_fft_out);for m1=1:size(data_fft_out,2) data_balance(:,m1)=data_fft_out(:,m1)./H;end%- 频域均衡 (up)- % 64QAM 解调data_fft_ps=reshape(data_balance,1,size(data_balance,1)*size(data_balance,2);data_fft_ps=data_fft_ps./8;data_demod=demodulation(data_fft_ps); data_vitdec_in=data_d

28、emod;% 卷积码译码tblen = 3*100; % Traceback lengthdata_receive = vitdec(data_vitdec_in,trel,tblen,trunc,soft,1); %soft decisionsum_xu=sum_xu+sum(abs(data_receive-data_transmit);endi1=i1+1; err_ratio(i1)=sum_xu./(num*symbol_num*loop);end semilogy(0:1:30,err_ratio);精选范本 ,供参考！hold on; semilogy(0:1:30,err_ra

29、tio,*);grid on;2、函数模块： 64QAM 调制函数：文件名： modulation.mfunction mod_out=modulation(mod_in)if rem(length(mod_in),6)=0%如果输入二进制序列数不是 6 的倍数则进行补零操作mod_in=zeros(1,6-rem(length(mod_in),6),mod_in;end mod_out=zeros(1,length(mod_in)/6);R=reshape(mod_in,6,length(mod_in)/6);%将输入序列变换为行数为 6 的矩阵形式B2D=bi2de(R,left-msb)

30、+1;%将二进制数转换为十进制数Temp=-7-7*j-7-5*j -7-j -7-3*j-7+7*j-7+5*j-7+j-7+3*j.-5-7*j-5-5*j -5-j-5-3*j-5+7*j-5+5*j-5+j5+3*j.-1-7*j-1-5*j -1-j-1-3*j-1+7*j-1+5*j-1+j1+3*j.-3-7*j-3-5*j -3-j-3-3*j-3+7*j-3+5*j-3+j3+3*j.7-7*j7-5*j 7-j7-3*j7+7*j7+5*j7+j7+3*j.5-7*j5-5*j5-j5-3*j5+7*j5+5*j5+j5+3*j.1-7*j1-5*j1-j1-3*j1+7*j1+5*j1+j1+3*j.3-7*j3-5*j3-j3-3*j3+7*j3+5*j3+j3+3*j ./sqrt(42); %星